雷竞技网页版研究与评论-国际期刊雷竞技苹果下载

国际电气、电子和仪器工程高级研究杂志

菜单

在线刊号(2278-8875)印刷版(2320-3765)

所有提交的EM系统将被重定向到网上投稿系统．作者被要求将文章直接提交给网上投稿系统各自的日志。

基于BJT-JFET-BJT的三重达林顿构型小信号放大器电路模型

SachchidaNand舒克拉1以及Susmrita Srivastava2
  1. 副教授
  2. 物理与电子系研究学者，Ram Manohar博士，Lohia Avadh大学，印度法扎巴德- 224001电子邮件:(电子邮件保护)
有关文章载于Pubmed，谷歌学者

更多相关文章请访问国际电气、电子和仪器工程高级研究杂志

国际电气、电子和仪器工程高级研究杂志

摘要

本文首次提出并定性分析了由BJT-FET-BJT在三重达林顿拓扑结构中混合组合而成的两种不同结构的小信号放大器。第一个提出的放大器在1 KHz频率的1- 15mv输入信号范围内获得中等电流增益和带宽的高电压。然而，第二放大器是通过在第一电路中创建某些修改来配置的。该放大器在1 KHz频率下1- 4mv输入信号范围内产生的电压和电流增益约为第一个放大器电路的两倍，带宽几乎为第一个放大器电路的一半。两个放大器电路都包括两个额外的偏置电阻。电压增益随频率和不同偏置电阻的变化，性能参数的温度依赖性，放大器的带宽和总谐波失真也被仔细研究。该放大器的电流增益和电压增益均高于单位值，可成功实现音频范围的高功率增益小信号放大器。

关键字
小信号放大器，达林顿放大器，共源JFET放大器

介绍
电子学中的一个重要概念是达林顿对的放大过程，由于其广泛的应用范围[1]-[5]被认为是一种突出的构型。这一重要配置的灵活应用范围从小信号放大器扩展到功率放大器电路[1]-[5]。然而，小信号达林顿对放大器有一个主要缺点，即在较高频率时，它的响应比单个晶体管放大器[3]-[5]的响应差。为了解决这一问题，人们对达林顿的复合单元以及各自的放大电路[6]-[10]进行了各种尝试。这些努力包括在配对单元[11]-[13]中使用场效应晶体管，使用三重达林顿拓扑[5]，[14]-[16]进行实验，或在各自的电路[3]-[4]，[12]，[15]-[16]中包含一些额外的偏置电阻。然而，在达林顿拓扑中使用不同的有源器件或有源器件的混合组合(如达林顿单元与BJT和FET或BJT和MOSFET等)仍然是电子电路设计师与[11]-[13]，[17]合作的领域。
如果两个相同的NPN或PNP晶体管耦合形成CC/CE达林顿对，理论上认为这种复合晶体管单元的电流增益与单个晶体管电流增益的乘积相同，而电压增益下降到相当大的极限[3]-[5]，[9]，[15]-[16]。然而，达林顿对放大器的输入电阻比单级发射器从动器[1]，[3]-[5]，[9]，[15]-[16]要高得多，输出电阻要低得多。类似地，如果两个相同的fet耦合形成一个共源JFET达林顿对放大器，这种配置的输入阻抗比BJT放大器的输入阻抗要高得多，通常具有低电压增益(输出波形倒置)和改进的带宽[18]。
虽然BJT和fet的定性性质完全不同[1]-[2]，[11]，[19]，但在本文中，作者提出了两种新的小信号放大器电路模型，在三重达林顿拓扑中使用BJT, JFET和BJT的混合组合。所提出的放大器非常适合需要高电压、中等范围带宽和电流增益的级。
本论文分为四个部分。第一节介绍了达林顿的拓扑结构和电路背后的思想。第二节描述了所提出的放大器的配置和组件细节。第三节包含观测细节和相关讨论，而最后第四节总结了所建议的工作，并附有参考文献。

实验电路
本文从一个具有BJT-JFET-BJT复合单元的三重达林顿拓扑[5]，[10]，[14]-[16]的小信号放大器开始研究。各自的配置和偏置思想描述为电路1。然而，第二个提议的放大器，描述为电路2，是通过对提议的放大器电路1进行微小的改变而获得的。在这个电路-2的放大器中，Q1 (NPN晶体管Q2N2222)和J1 (n通道JFET J2N4393)直接连接直流电源，RC值增强到9KΩ。这两个放大器的Q1, J1和Q2的组装构成了一个三重达林顿复合单元。
电路1偏置+15V，电路2偏置+25V直流电源，采用分电位网络。表一列出了本研究范围内的各种偏置参数及其各自的取值。
通过给这些电路提供1V交流输入信号源，分别对所提出的电路进行观测。从这个交流源，在1 KHz频率下绘制一个幅度为1mV的小而失真少的信号作为放大的输入。所有观测数据均通过“学生版9.2 PSpice模拟软件”[5]，[10]，[15]-[16]，[20]提供。

结果和讨论
在表i的参数值下，电路1和电路2的放大器分别对1-15mV和1-4mV的交流输入信号提供了公平和无失真的结果。
两种放大器的电压增益随频率的变化如图1所示。结果表明，电路1放大器的最大电压增益为131.388，最大电流增益为60.248，带宽为440.671KHz(下截止频率fL=83.954Hz，上截止频率fH=440.755KHz)，峰值输出电流为13.975μA，峰值输出电压为139.582 mV。而电路2放大器的最大电压增益为306.071，最大电流增益为141.033，带宽为274.700KHz (fL=124.470Hz, fH=274.825KHz)，峰值输出电流为30.812μA，峰值输出电压为308.115 mV。这两种放大器的输出波形都具有相位反转特性。
使用已建立的公式[1]-[2]，[21]计算了两种放大器的10个重要谐波项的总谐波失真(THD)百分比。对于电路1的第一个提议放大器，THD被发现为0.84%，而对于电路2的提议放大器，THD被记录为1.21%。上述两种放大器的thd值都在小信号放大器[1]-[2]的允许范围内。这清楚地表明，在电路1中为获得电路2的拟议放大器所做的修改几乎是电路2的最大电压和电流增益的相应值的两倍，但成本是减少频段和显著增强THD。此外，本文提出的电路1和电路2的小信号放大器具有三重达林顿拓扑的BJT-FET-BJT混合组合，比Tiwari等人设计的小信号放大器产生了更好的电压和电流增益。[11]采用BJT-FET复合单元达林顿对结构。
最大电压增益随直流电源电压的变化如图2所示。从图中可以看出，随着VCC[10]-[11]，[14]-[16]值的增加，两种放大器的电压增益都呈非线性上升。这可能是由于增加偏置电源VCC, BJT驱动的三重达林顿复合单元的饱和电流增加，这反过来提高了负载电阻RL的电压和电流，从而提高了各自放大器电路的总体电压增益。对应于所提出的放大器的无失真输出的直流电源电压的最大允许范围是10-40V，但在10V时，电路2的电压增益仅为1.3376。
最大电压增益随直流电源电压的变化如图2所示。从图中可以看出，随着VCC[10]-[11]，[14]-[16]值的增加，两种放大器的电压增益都呈非线性上升。这可能是由于增加偏置电源VCC, BJT驱动的三重达林顿复合单元的饱和电流增加，这反过来提高了负载电阻RL的电压和电流，从而提高了各自放大器电路的总体电压增益。对应于所提出的放大器的无失真输出的直流电源电压的最大允许范围是10-40V，但在10V时，电路2的电压增益仅为1.3376。
最大电压增益随发射极电阻RE的变化如图3所示。对于所提出的放大器(电路1和电路2)[1]-[2]，[14]-[16]，[19]，[21]，随着发射极电阻RE值的增加，电压增益几乎呈指数级下降。值得注意的是，电路1在RE的1-30KΩ范围内产生相当大的电压增益，而电路2的这个范围仅限于1-100KΩ。还可以观察到，在没有RE或RE- ce的RC网络的情况下，随着输出波形中相位反转的消失，电压增益下降到一个不显著的值。
与RE相似，所提出的放大器的最大电压增益也高度依赖于集电极电阻RC[1]-[2]，[10]，[14]-[16]，[19]，[21]。其随RC的变化如图4所示。随着集电极电阻的增加，电路1和电路2放大器的电压增益几乎呈指数增长。然而，电路1的RC 7KΩ和电路2的放大器10KΩ电压增益下降到统一以下，输出失真。
事实上，达林顿对复合单元的极性是由驱动器件[21]决定的。例如，由NPN-BJT和N-Channel-JFET组成的达林顿对主要表现为NPN-BJT驱动的达林顿单元。这就是为什么所提出的放大器中的复合单元的整体性能(具有BJT- jfet -BJT的三重达林顿配置)似乎更倾向于BJT (NPN)驱动的CE达林顿系统。因此，RE和RC对所提出放大器的电压增益的影响(图3和图4)可以在RC耦合CE晶体管配置的RE等效模型的基础上解释。该模型表明，该电路的总体电压增益可以通过AV≈RC/RE来估计。因此，增加发射极电阻RE(在固定RC下)，总体电压增益AV降低，而增加RC(在固定RE下)，总体电压增益AV几乎呈指数级增加。
最大电压增益随增加电阻RA和R的变化广告如图5所示。值得注意的是，对于电路1和电路2的放大器，随着RA值的增加，电压增益逐渐增加。电路1放大器在RA的500Ω-1MΩ范围内产生无失真响应，而电路2放大器的RA范围为1KΩ- 100KΩ。电路1的RA值1MΩ和电路2的RA值100KΩ后，各自的输出波形显示失真。我们还注意到，在没有增加电阻RA的情况下，电路1和电路2的放大器的电压增益都下降到一个不显著的值。
同理，增加R的值广告时，两种放大器对应的电压增益开始呈非线性增加，之后达到峰值，然后下降到极限点。R对应的电压增益最大值广告对于电路1放大器，在25KΩ处观察到133.155，在1MΩ处下降到113.711。然而，对于电路2，在7KΩ处观察到的电压增益峰值为307.474，在25KΩ处下降到294.833。电路1放大器在R的2KΩ-1MΩ范围内带来无失真响应广告而这个R的范围广告电路2放大器是1KΩ-25KΩ。
可以观察到，电压通过增加的电阻R广告当R值增大时，通过它的电流减小到相当大的数量广告在电路1的临界限制25KΩ和电路2的临界限制7KΩ之后增加。这反过来增加了晶体管Q2的基极-发射极结的正向偏置状态。因此，RE上的电流和电压显著增加，并导致负载电阻RL上的电压显著降低，从而导致各自放大器的总体电压增益。
还注意到，在没有增加电阻R广告，当输出波形失真时，电路1放大器的最大电压增益下降到微不足道的3.19，而在没有R的情况下，电路2放大器的最大电压增益下降到110.27广告对应电流增益50.60，带宽169.392KHz (fL=75.541Hz, fH=169.468KHz)。但是如果RA和R广告两者同时从所提出的电路中移除，电压和电流增益下降到统一以下，输出波形夹向参考轴的正侧。
定性分析时偏置电阻R1去除了circuit -1放大器的分电位网络，相应电路的电压增益降至61.019，电流增益降至24.532，带宽增加至1.628MHz (fL=344.447KHz, fH=1.972MHz)， THD显著增加。然而，当R1从电路2的放大器中移除后，其电压增益下降到9.955，电流增益下降到4.7201，而带宽增加到6.210MHz (fL=98.764KHz, fH=6.309MHz)， THD显著增加。另一方面，当从所提出的电路配置中去掉R2时，各自放大器的最大电压和电流增益下降到统一以下，输出波形未失真。
还观察到最大电压增益随负载电阻RL的变化，但没有以图的形式表现出来。可以观察到，电压增益几乎线性上升到两个放大器的RL的100KΩ值，然后趋向于获得饱和水平。这种电压增益随RL的上升和饱和趋势很符合小信号音频放大器[1]-[2]，[14]-[16]，[19]的通常行为。

结论
作为一种新颖的方法，BJT-FET-BJT的独特组合被用于三重达林顿配置，以探索使用RC耦合的两个离散小信号放大器电路。在1KHz的输入频率下，电路1的放大器能有效处理83.954Hz - 440.755KHz频段内15mV以下的小信号，电路2的放大器能处理124.47Hz - 274.825KHz频段内4mV以下的小信号。
该小信号音频放大器解决了传统小信号达林顿对或三重达林顿放大器在允许频带内高阶频率响应差的问题。
在适度的距离带宽下，电路1放大器产生的谐波失真仅为0.84%，电路2放大器产生的谐波失真为1.21%，但两者同时产生了相当大的电压和电流增益。所提出的放大器的高电压和电流增益逻辑地设置其功率增益大于单位。所有这些特性使这些放大器在各自的小信号音频放大器类中非常独特。
所提出的放大器对VCC, RE, RC和RL显示了相当大的响应，几乎与通常观察到的小信号RC耦合CE放大器相同。另一方面，电路1的放大器在1KΩ-1MΩ中提供了最佳性能，以获得额外的偏置电阻RA，而此范围为R广告是2 kΩ1 mΩ。同理，RA对应的Circuit-2放大器的最佳性能范围为500Ω-100KΩ，而R对应的最佳性能范围为500Ω-100KΩ广告它是1KΩ-25KΩ。

表格一览
表的图标 表的图标
表1 表2

数字一览


数字 数字 数字
图1 图2 图3
数字 数字 数字
图4 图5 图6

参考文献





















全球科技峰会