关键字 |
| 交直流电源转换器、升压转换器、无桥功率因数校正(PFC)、电流传感、插电式混合动力汽车(PHEV)充电器。 |
介绍 |
| 插电式混合动力汽车(PHEV)是一种带有存储系统的混合动力汽车，可以通过将插头连接到外部电源进行充电。来自外部的功率被提供给传统电路，它将交流电转换为稳压直流电源，这种直流电源被提供给电池存储系统来存储电能，但这些传统拓扑结构的主要缺点是输入端不能正确地实现功率因数校正，但提出的升压变换器消除了上述缺点，这种变换器的效率也很高。下面列出的这些升压拓扑的论文编号是交错升压变换器、无桥升压变换器、双升压变换器、半无桥升压变换器和提出的相移半无桥(PSSB)升压变换器。 |
| 两级级联PFC ac-dc和dc-dc转换器是PHEV电池充电器的常用选择，其中额定功率高，使用锂离子电池。但单级方法适用于铅酸电池，因为它的输出电流波动较大。 |
交叉PFC |
| 交错升压变换器如图1所示。电路包含四个输入二极管D1,D2,D3和D4。在正半循环中D1和D3导电，在负半循环中D2和D4导电。使输入电流为两个电感电流之和，如图所示。输入两个电感纹波电流相位差。由于升压开关动作，输入波纹被消除。此外，转换器(两个mosfet)的开关在单PFC升压下180度失相。该电路的最大缺点是引入了较小的输入电流波动和由此产生的输入二极管桥式整流器的热管理问题。电路中使用的电容器是为了消除较高的波纹。 |
BRIDGELESS PFC |
| 如图2所示的无桥升压拓扑是该应用考虑的第二种拓扑。 |
| 这里的门控信号如图3所示。输入侧的两个电感sl1和L2用于提高输入电压。该升压变换器解决了输入二极管整流桥的热管理问题，但引入了增大的EMI[22]-[24]。这种拓扑结构的另一个缺点是相对于PFC级地的浮动输入线，这使得在没有低频变压器的情况下无法感知输入电压。这种变换器的工作原理与双升压相同，可以在下面描述。 |
双升压PFC |
| 双升压变换器如图4所示。当交流输入电压为正时，S1的栅极被驱动高，电流从输入端流过电感，储存能量。当S1关闭时，电感中的能量随着电流流过D1而释放，通过负载并通过S2的体二极管返回。在关断时间内，通过电感L的电流(即在这段时间内，电感放电其能量)流入升压二极管D1并通过负载关闭电路。在负半周电路运行镜像如图S2开，电流流过电感，储存能量。当S2关闭时，能量被释放，电流通过D2，通过负载，通过S1的主体二极管回到主路，再回到输入主路。注意两个功率mosfet是同步驱动的。双升压拓扑结构减少了栅极损耗，并且在轻负载下。轻负载效率的提高是以增加驱动器和增加控制器复杂性为代价的。 |
半无桥PFC |
| 半无桥结构，如图6所示，除二极管Da和Db为慢恢复二极管外，还产生了两个dc/dc升压电路，每个半线周期一个。在正半线周期中，第一个dc/dc升压电路L1 -D1-Q2通过二极管Db激活，该二极管将交流电源连接到输出地。在负半线周期中，第二个dc/dc升压电路L2 -D2-Q1通过二极管D3激活，该二极管将交流源连接到输出地。需要注意的是，两种无桥PFC升压整流器中的开关q1和Q2都可以用相同的PWM信号驱动，这大大简化了控制电路的实现。无桥PFC升压整流器的缺点是，它需要一个额外的门驱动变压器。 |
提出了转换器 |
| 图7所示的PSSB拓扑结构被提出作为简化无桥PFC升压应用中的电流传感的解决方案，使用电流合成器传感方法[27]。mosfet的门控信号是180度相位差如图8所示，这些提出的拓扑克服了所有上述问题，如输入电磁干扰(EMI)，输入二极管桥式整流器的热管理问题和功率因数校正问题。栅极驱动变压器的主要用途是用于提高额定功率，并在输入端发生故障时隔离电路。建议的转换器稳态操作将在下一节中描述。 |
变换器稳态运行 |
| 为了分析电路的运行，输入线周期分为正半周和负半周，如下所述。此外，详细的电路操作取决于占空比。第1节中D > 0.5和第2节中D < 0.5提供正半周期运算。 |
| A.正半周期操作: |
| 由图7可知，在正半周期内，当交流输入电压为正时，Q1接通，电流流过L1和Q1，并继续流过Q2和L2，在L1和L2储存能量的同时回到线路上。当Q1关闭时，存储在L1和L2中的能量被释放，电流通过D1，通过负载，并通过Q2的体二极管/部分通过Db返回到输入。 |
| B.负半周期操作: |
| 如图7所示，在负半周期内，当交流输入电压为负时，Q2接通，电流流过L2和Q2，并继续流过Q1和L1，在L2和L1储存能量的同时回到线路上。当Q2关闭时，存储在L2和L1中的能量被释放出来，电流通过D2，通过负载，并在Q1和Da的体二极管之间返回输入。 |
| C.占空比> 0.5的正半周详细运算与分析: |
| 所提出的变换器的详细工作取决于占空比。在任何半周期内，变换器占空比要么大于0.5(当输入电压小于输出电压的一半)，要么小于0.5(当输入电压大于输出电压的一半)。图9-11给出了该变换器在正半周输入时占空比大于0.5时的三个独特工作间隔电路。所提出的转换器在D > 0.5正半周工作时的波形如图12所示。为了简化分析，假定电流在桥极二极管、体极二极管和MOSFET通道之间平分。这里解释了操作的间隔。 |
| 间隔1 [t0−t1]:在t0时，Q1/ Q2接通，如图9所示。在此间隔期间，串联电感L1和L2的电流线性增加，并将能量存储在这些电感中。储存在Co中的能量为负载提供能量。返回电流在Db, Dq2和Q2之间分配。 |
| 间隔2 [t1−t2]:在t1时，Q1接通，Q2关闭，如图10所示。在此间隔期间，串联电感L1和L2中的电流继续线性增加，并将能量存储在这些电感中。储存在Co中的能量提供负载能量。返回电流仅在Db和Dq2之间分割。 |
| 间隔3 [t2−t3]: t2时，Q1/Q2再次开启，重复间隔1，如图9所示。在此间隔内，串联电感L1和L2中的电流线性增加，并将能量存储在这些电感器中。返回电流再次在Db、Dq2和Q2之间分配。 |
| 间隔4 [t3−t4]:在t3时，Q1关闭，Q2打开，如图11所示。在此期间，L1和L2中存储的能量通过L1、D1、部分Q2、Dq2、L2和Db释放到输出。 |
| D.占空比< 0.5时正半周期详细操作及分析: |
| 图13-15给出了该变换器在正半周占空比小于0.5时的三个独特工作间隔电路。所提出的转换器在这些条件下的波形如图16所示。这里解释了操作的间隔。 |
| 间隔1 [t0−t1]:在t0时，Q1/ Q2关闭，如图13所示。在此期间，L1和L2中存储的能量通过L1、D1、部分Dq2、L2和Db释放到输出。 |
| 间隔2 [t1−t2]: t1时，Q1开，Q2关，如图14所示。在这段时间内，串联电感L1和L2的电流继续线性增加，并将能量存储在这些电感器中。储存在Co中的能量为负载提供能量。返回电流仅在Db和Dq2之间分割。 |
| 间隔3 [t2−t3]:在t2, Q1/Q2再次关闭，重复间隔1，如图13所示。在此间隔期间，串联电感L1和L2中的电流线性减小，这些电感中的能量被释放。L1和L2中存储的能量通过L1、D1、部分Dq2、L2和Db释放到输出。 |
| 间隔4 [t3−t4]:在t3时，Q1关闭，Q2打开，如图15所示。在此期间，L1和L2中存储的能量通过L1、D1、部分Q2、Dq2、L2和Db释放到输出。 |
| 变换器在负输入电压半周期内的工作与变换器在正输入电压半周期内的工作相似。 |
实验结果 |
| 采用MATLAB R2009a软件设计了PSSB升压PFC变换器。 |
| 图17提供了相移无桥升压变换器，交错升压变换器和常规无桥升压变换器的效率，在120V到240v输入时，60Hz MOSFET1和MOSFET2在180度移相操作。每个MOSFET开关的占空比为0.6到1%。在提出的方法中，两个mosfet工作在180度的位相，这使得先进的电流合成方法的使用成为可能。这种相移技术既不能用于无桥拓扑，也不能用于双升压拓扑，因为所有可用于这些拓扑的控制器都需要全输入电流形状传感。最后，该拓扑实现了输入端功率因数的校正，并在输出端以更高的效率提升了输出电压。 |
结论 |
| 为了简化半无桥PFC变换器的电流检测技术，提出了一种高性能PSSB交直流升压PFC变换器拓扑结构。该转换器在轻负载和低线路条件下具有高效率，这对于最小化充电器尺寸、成本、充电时间以及从公用事业中提取的电量和成本至关重要。转换器功率因数也提供在满载120V和240v输入。50%负载到满载功率因数大于0.99。该变换器在输入电压为265 V，输出功率为1kw时的峰值效率为98.8%。 |
数字一览 |
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| 图1 |
图2 |
图3 |
图4 |
图5 |
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| 图6 |
图7 |
图8 |
图9 |
图10 |
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| 图11 |
图12 |
图13 |
图14 |
图15 |
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| 图16 |
图17 |
图18 |
图19 |
图20 |
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参考文献 |
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- B. Singh, B. N. Singh, A. Chandra, K. Al-Haddad, A. Pandey，和D. P. Kothari，单相改进电能质量AC? dc转换器的综述，?IEEE反式。印第安纳州。电子。，vol. 50, no. 5, pp. 962?981, Oct. 2003.
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