关键字 |
| 升压变换器，零电压开关，耦合电感，电压增益，软开关技术，逆变器，感应电机转速控制 |
介绍 |
| 具有高电压增益的DC-DC变换器被广泛应用于可再生能源和绿色能源(包括太阳能电池阵列和燃料电池)的前端级、基于电池源的电力系统、超级电容器[1]-[6]等领域。在具有高电压增益的dc-dc变换器中，有几个要求，如高电压增益[2]，[3]，[5]，[6]，低反向恢复损失[7]，[8]，软开关特性[16]，通过开关的低电压应力，电气隔离，连续输入电流和高效率。为了满足这些需求，引入了各种拓扑。为了扩大电压增益，[9]和[10]提出了带耦合电感的升压变换器。由于电源开关的硬开关，电压增益扩大，但连续输入电流特性丧失，效率降低。在[11]中，提出了一种基于电荷泵和耦合电感的升压变换器。它的电压增益在10左右，但由于开关损耗，效率不够高。在[12]中，建议采用带耦合电感的高阶升变换器，以提供高电压增益和连续输入电流。然而，由于开关的硬开关，其工作频率受到限制。[13] -[15]中建议的转换器有类似的回缩。 Their switching frequencies are limited due to the hard-switching operation. In order to increase the efficiency and power density, soft switching technique is required in dc–dc converters. In , various soft-switching techniques are suggested. Generally, there is a trade off between soft-switching characteristic and high voltage gain. It is because an inductor that is related with softswitching limits the voltage gain. In order to solve these problems, a zero-voltage-switching (ZVS) dc–dc converter with high voltage gain is proposed. As shown in Fig. 1, it consists of a ZVS boost converter stage to make the input current continuous and provide ZVS functions and a ZVS half-bridge converter stage to provide high voltage gain. Since single power processing stage can be a more efficient and cost-effective solution, both stages are merged and share power switches to increase the system efficiency and simplify the structure. Since both stages have the ZVS function, ZVS operation of the power switches can be obtained with wider load variation. Moreover, due to the ZVS function of the boost converter stage, the design of the half-bridge converter stage can be focused on high voltage gain. Therefore, high voltage gain is easily obtained. ZVS operation of the power switches reduces the switching loss during the switching transition and improves the overall efficiency. The theoretical analysis is verified by a 100W experimental prototype with 24–393 V conversion. |
对所提出的转换器进行了分析 |
| 所述变换器的等效电路如图2所示。ZVS升压变换器级由耦合电感Lc、下开关Q1、上开关Q2、辅助二极管Da和直流链路电容Cdc组成。二极管DQ1和DQ2代表Q1和Q2的本征体二极管。电容CQ1和CQ2是Q1和Q2的寄生输出电容。耦合电感Lc建模为充磁电感Lm1，漏感Lk1，理想变压器匝比为1:n1 (n1 = Ns1/Np1)。ZVS半桥换流级由变压器T、开关Q1和Q2、输出二极管Do1和Do2、直流阻塞电容器CB1和CB2、输出电容器Co组成。变压器T被建模为磁化电感Lm2、漏感Lk2和匝比为1:n2 (n2 = Ns2/Np2)的理想变压器。该转换器的实际波形如图3所示。开关Q1和Q2不对称工作，占空比D基于开关Q1。所提出的变换器在一个开关周期Ts中的运行可分为7个，如图4所示。在模式1之前，上开关Q2、辅助二极管Da和输出二极管Do1导通。 The magnetizing current im1 of Lc arrives at its minimum value Im12 and the auxiliary diode current iDa arrives at its maximum value IDa. The current iL has its maximum value IL1. |
操作模式 |
| DC-DC变换器在几种模式下工作，以产生高和特定的电压增益。操作模式可以用如图2所示的一个模块来解释。 |
| Mode1[t0,t1]: t0时，上开关Q2处于OFF状态。然后，电容器CQ2开始充电，Q2上的电压vQ2向Vdc增加。同时，电容CQ1放电，Q1上的电压vQ1减小到零。假设开关的输出电容CQ1和CQ2都很小，且所有电感电流都不变，则转换时间间隔Tt1可以考虑为: |
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| Mode2[t1,t2]:在t1时，电压vQ1通过下开关Q1变为零，体二极管DQ1打开。然后，应用Q1的门信号。由于电流已经流过体二极管DQ1，在开关Q1接通之前电压vQ1维持为零，所以Q1实现零电压接通。由于磁化电感Lm1上的电压vp1为Vin，磁化电流im1从其最小值Im 2开始呈线性增加，如下所示: |
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| 由于漏感Lk1上的电压vLk1为- (n1Vin+Vdc)，辅助二极管电流iDa从其最大值iDa线性减小，如下所示: |
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| 模式3 [t2,t3]: t2时，当前iCB2改变方向。输出二极管电流iDo1减小到零，二极管Do1关闭。然后将输出二极管Do2打开，其电流线性增加。由于Do1的电流变化率由变压器T的漏感Lk2控制，从而缓解了Do1的逆恢复问题。由于vp2与模式2相同，vLk2为n2Vin+ VCB2-Vo，因此电流im2和二极管电流iDo2为 |
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| 电流ip2、iL和iQ1可以由模式2中相同的关系得到。在此模式下，vp1和vLk与模式2的电压相等。因此，励磁电流im1、辅助电流iDa、输入电流iin的变化斜率与模式2相同。 |
| Mode4[t3,t4]:在t3，辅助二极管电流iDa减小到零，二极管Da关闭。由于二极管电流iDa的变化率由耦合电感Lc的漏感Lk1控制，其反向恢复问题得到了缓解。由于磁化电感Lm1上的电压vp1为输入电压Vin，因此磁化电流im1线性增加，其斜率与模式2和模式3相同: |
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| 由于辅助二极管电流iDa为零，因此输入电流iin等于磁化电流im1。在该模式结束时，磁化电流im1达到最大值Im11。由于电压vp2和vLk2在这种模式下没有改变，所以电流im2、iCB2和iL的斜率没有改变。 |
| Mode5[t4,t5]: t4时，下开关Q1处于OFF状态。然后，电容器CQ1开始充电，Q1上的电压vQ1向Vdc方向增加。同时，电容CQ2放电，电压vQ2通过Q2减小到零。在与模式1相同的假设下，可以确定转换时间间隔Tt2: |
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| 模式6 [t5,t6]:在t5，上开关Q2上的电压vQ2变为零，体二极管DQ2打开。然后，门信号被应用到开关Q2。由于电流已经流过体二极管DQ2，并且在开关Q2接通之前电压vQ2保持为零，因此实现了Q2的零电压接通。由于磁化电感Lm1上的电压vp1为- (Vdc-Vin)，磁化电流im1从其最大值Im11开始线性减小，如下所示: |
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| 由于漏感Lk上的电压vLk1为n1(Vdc-Vin)，辅助二极管电流iDa从零开始线性增加，如下所示: |
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| 模式7 [t6,t7]:在t6，当前iCB2改变方向。输出二极管电流iDo2减小到零，二极管Do2关闭。然后将输出二极管Do1打开，其电流线性增加。与Do1类似，Do2的电流变化率由变压器T的漏感Lk2控制，从而缓解了Do2的逆恢复问题。由于vp2与模态6相同，vLk2为VCB2 - n2DVin/(1-D)，因此电流im2和二极管电流iDo2由 |
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| 电流ip2和iL可由模态2中的相同关系得到。在此模式下，vp1和vLk1的电压与模式6的电压相等。因此，励磁电流im1、辅助电流iDa、输入电流iin的变化斜率与模式2相同。 |
逆变器运行及分析 |
| 交流电源的采用已经创造了一种趋势，大多数设备将来自插座的交流电源转换为直流电源供设备使用。然而，交流电源并不总是可用的，对移动性和简单性的需求使电池在便携式电源方面具有优势。因此，对于便携式交流电源，需要逆变器。逆变器将来自电池或太阳能电池板的直流电压作为输入，并将其转换为交流电压输出。 |
| 有各种类型的DC/AC逆变器可根据其输出类型进行分类。纯正弦波逆变器提供更高的精度和更少的未使用的谐波能量传递到负载，但它们在设计上更复杂，更昂贵。纯正弦波逆变器将为设备提供更高的精度，更少的功率损失和更少的热量产生。 |
| 纯正弦波反转是通过采用直流电压源并使用h桥将其切换到负载上来实现的。如果这个电压需要从直流源升压，可以在交流级之前使用DC-DC升压变换器，或者在交流级之后使用升压变压器。反向信号本身由脉冲宽度调制(PWM)信号组成，该信号编码正弦波，如图4所示。输出的占空比被改变，使得传输的功率恰好是正弦波的功率。该输出可以按原样使用，或者可以很容易地过滤成纯正弦波。本报告记录了一个真正的正弦波逆变器的设计，重点是直流高压电源的逆变。因此，它假设创建了一个DC-DC升压相位。 |
三级PWM |
| 为了产生更接近真正正弦波的信号，可以产生高、低和零电压电平的3电平PWM信号。为了使产生的3级PWM信号对应于正弦波，信号比较级也必须是3级。在2级PWM比较中使用三角形波，但它的振幅减半，并与方波相加，以一次比较正弦参考信号的一半。产生的PWM信号用于控制母线电压允许通过负载的时间。电桥控制负载电压的极性，并由与正弦信号相同频率和相位的简单方波控制。一般来说，这种方波可以简单地在正弦波产生电路的一个阶段中产生。如图所示，我们模拟了一个这样的3级电路的虚拟实例。如图5所示的3级高压PWM信号可以滤波成非常接近的正弦波，如图6所示。值得注意的是，我们为这种技术所做的模拟对三角波使用了非常低的开关频率，因此PWM开关频率也很低。这样做是为了使波形更容易查看和理解。 In reality, a switching frequency above 20 kHz would be used to keep inductance ringing outside the range of human hearing. |
三相感应电机的运行和速度控制 |
| 描述感应电机动态特性的电压和转矩方程是时变的。它被成功地用于求解这样的微分方程，它可能涉及一些复杂性。通过从机器的电压方程中消除由于电路相对运动而引起的所有时变电感，可以使用变量变换来降低这些方程的复杂性。通过这种方法，多相绕组可以简化为磁轴成正交的两相绕组(q-d)。换句话说，感应电机的定子和转子变量(电压、电流和磁链)被转移到一个参考系中，该参考系可以以任何角速度旋转或保持静止。在广义机械分析中，这种参照系通常被称为任意参照系。任意参照系中对称感应电机的动态分析已被广泛地用作一种标准的仿真方法，从中可以发展出任何特定的操作模式。Mat lab/Simulink在使用dq轴变换对感应电机进行建模方面比其他机器模拟器有优势。它可以是一种强大的技术，在实现机器方程，因为他们转移到一个特定的参考系。因此，模型方程中的每一个方程都可以很容易地在一个块中实现，以便所有机器变量都可以用于控制和验证目的。本文利用Mat lab/Simulink仿真了定子和转子变量为任意参考系的感应电机模型的动态性能。 The provided machine model is simulated in a way that makes it easy for the reader to follow and understand the implementation process since it gives full details about Simulink structure of each of the model equations. |
| 本节采用Mat lab/Simulink对三相感应电机模型进行仿真。该模型是使用所提供的同一组方程实现的。下图7描述了感应电机的matlab建模。 |
仿真结果 |
| 下面的模型是所提出模型的主要电路。 |
| 逆变器的输出由谐波组成。由于考虑的是驱动三相负载，因此这里不考虑该模型的总谐波失真。 |
感应负载 |
| 该模块采用三相感应电机作为测试负载。图8和图9分别显示了所提出的模型和感应电机的转矩和速度特性。 |
感应电机等级 |
| 1.5惠普 |
| 2.同步速度= 1500 |
| 3.转子转速=1466转/分 |
| 4.扭矩=5 N-M |
| 5.滑动= 2.26% |
实验结果 |
| 理论分析提出的dc-dc变换器，输入电压Vin和输出电压Vo分别为24 V和393 V。mosfet fs的开关频率为108千赫。电路参数可根据所提模型的设计要求进行选择。计算了耦合电感Lc的匝数比n1。通过选择合适的d1，可以确定回转比n1。这里d1选为0.88,n1选为n = 0.5。可以确定耦合电感Lc的漏电感Lk1。为了在不考虑负载条件的情况下获得ZVS，需要设计Lk1满足满载时的ZVS条件。Lk1为16.75 μH。在I * = 2.7 A的条件下，设计出800 μH的充磁电感Lm1。 According to α, the leakage inductance Lk2 of the transformer T is selected as 170 μH. The magnetizing inductance Lm2 of the transformer T is selected as 474 μH. The dc-blocking capacitors CB1 and CB2 are 6.6 μF and 2.2 μF, respectively. Fig. 3 shows the experimental waveforms of the prototype . Since the input current iin does not change its direction, the proposed converter operates in CCM. The dc-link voltage Vdc is around 85 V. |
| 因此，电源开关的电压应力限制在85 V以内。实验波形与理论分析基本一致。所设计的ZVS dc-dc变换器在满载工况下的效率为94.5%。与传统的带耦合电感的非隔离升压变换器相比，该变换器的效率提高了2.4%，获得了较高的电压增益[8]。此外，还绘制了所提出的转换器的改进版本的效率。在改进版本中，采用传统的CCM升压变换器，改变了变换器的输入级，并重新设计了半桥变换器级。在20% ~ 100%负荷下，采用ZVS升压变换器级的变换器效率高于其他变换器。然而，由于ZVS升压变换器级辅助电路的额外传导损耗，所提出的变换器在轻负载下的效率较低。ZVS升压变换器的输出为393 DC。 |
| 逆变器在最后阶段将393 V DC转换为400 V AC输出。逆变器的输出虽然有失真，但THD没有降低。400 V交流电源馈送到三相鼠笼感应电机进行操作和速度控制。5 N-m的恒定转矩作为输入馈送到电机与交流输入。得到的速度为1466，误差为2.26%。在转矩为4 N-m的情况下进行了试验，得到转速为1474，滑差为1.73%。 |
结论 |
| 提出了一种具有高电压增益的ZVS dc-dc变换器。它可以在保持CCM的同时实现两个电源开关的ZVS开。此外，利用变压器的漏感控制电流变化率，显著改善了输出二极管的反向恢复特性。由于采用了ZVS升压变换器级，与其他软开关变换器相比，该变换器具有更高的效率和更宽的ZVS区域。输出的ZVS升压变换器被馈送到逆变器的交流输出在最后阶段。交流电源馈送给三相鼠笼式感应电机进行操作和速度控制，以获得恒定的速度和扭矩。 |
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数字一览 |
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| 图1 |
图2 |
图3 |
图4 |
图5 |
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| 图6 |
图7 |
图8 |
图9 |
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参考文献 |
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