关键字 |
| 模糊逻辑，微电网，MPPT，脉宽调制PWM)，光伏(PV)系统，THD |
介绍 |
1.1多级逆变器 |
| 多电平逆变器技术是近年来在大功率中压能源控制领域出现的一种非常重要的替代技术。常用的方法是二极管箝位逆变器(中性点箝位)，电容箝位(飞行电容器)，级联多电平逆变器与独立的直流电源。最后一种是最易熔合的拓扑，在所有领域使用。本文介绍了采用分离直流源级联逆变器的多电平逆变器的最相关结构，以及开关模式。 |
1.1.1全桥或“h桥”电压源逆变器 |
| 使用带有SDCSs的级联逆变器的多电平逆变器的最小电压电平数为3。为了实现三电平波形，采用了单个全桥逆变器。基本上，全桥逆变器被称为h桥电池，如图1所示。逆变电路由四个主开关和四个自由转动的二极管组成。 |
1.2级联h桥逆变器 |
| m级级联逆变器的单相结构如图1所示。每个独立的直流电源(SDCS)连接到单相h桥，逆变器。每个逆变器电平可以产生三种不同的电压输出，+Vdc, 0，和-Vdc通过连接直流电源到交流输出通过四个开关的不同组合， |
 (1.1) |
| S1 S2 S3 S4。如果需要得到+Vdc，需要打开S1和S4开关，而-Vdc则需要打开S2和S3开关。通过接通S1和S2或S3和S4，输出电压为0。每个不同的全桥逆变器电平的交流输出串联，这样合成的电压波形是逆变器输出的和。级联逆变器的输出相位电压电平数m定义为 |
| M = 2s+1， |
| 其中'是独立直流源的数量。 |
| 具有S- sdcss和S个全桥的m级级联h桥逆变器的相位电压波形示例如图2所示 |
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传统的多电平h桥拓扑结构 |
| 本文提出的单相七电平逆变器是在五电平逆变器基础上发展而来的。它由单相常规h桥逆变器、两个双向开关和由C1、C2、C3组成的电容分压器组成，如图3所示。与其他拓扑结构相比，改进后的h桥拓扑结构具有显著的优势，即对于相同电平数的逆变器，功率开关、功率二极管和电容更少。光伏(PV)阵列通过dc-dc升压转换器连接到逆变器。逆变器产生的电力将被输送到电网，因此使用的是公用电网，而不是负荷。由于光伏阵列的电压低于电网电压，因此需要dc-dc升压变换器。高直流母线电压是必要的，以确保电力从光伏阵列流向电网。采用滤波电感Lf对注入电网的电流进行滤波。正确开关逆变器可以从直流电源电压产生7个输出电压等级(Vdc, 2Vdc/3, Vdc/ 3,0，−Vdc，−2Vdc/3，−Vdc/3)。本文提出的逆变器工作可分为7种开关状态，如图4(a) - (g)所示。 Fig. 4(a), (d),and (g) shows a conventional inverter’s operational states in sequence, while Fig. 4(b), (c), (e), and (f) shows additional states in the proposed inverter synthesizing one- and twothird levels of the dc-bus voltage. The required seven levels of output voltage were generated as follows. |
| 1)最大正输出(Vdc): S1开，负载正极接Vd, S4开，负载负极接地。所有其他受控开关均断开;负载端子上的电压为Vdc。图4(a)显示了在此阶段活动的当前路径。 |
| 2) 2 /3正输出(2Vdc/3):双向开关S5为ON，连接负载正极，S4为ON，连接负载负极接地。所有其他受控开关均断开;负载端子上的电压为2Vdc/3。图4(b)显示了在此阶段活动的电流路径。 |
| 3) 1 /3正输出(Vdc/3):双向开关S6为ON，连接负载正极，S4为ON，连接负载负极接地。所有其他受控开关均断开;负载端子上的电压为Vdc/3。图4(c)显示了在此阶段活动的电流路径。 |
| 4)零输出:该电平可由两个开关组合产生;开关S3和S4为ON，或S1和S2为ON，所有其他受控开关为OFF;ab端子短路，负载端子上的电压为零。图4(d)显示了在此阶段活动的电流路径。 |
| 5) 1 /3负输出(−Vdc/3):双向开关S5为ON，连接负载正极，S2为ON，连接负载负极到Vdc。所有其他受控开关均断开;负载端子电压为−Vdc/3。图4(e)显示了在此阶段活动的电流路径。 |
| 6) 2 /3负输出(−2Vdc/3):双向开关S6为ON，连接负载正极，S2为ON，连接负载负极接地。所有其他受控开关均断开;负载端子电压为−2Vdc/3。图4(f)显示了在此阶段活动的电流路径。 |
| 7)最大负输出(−Vdc): S2为ON，负载负极接Vdc, S3为ON，负载正极接地。所有其他受控开关均断开;负载端子电压为−Vdc。图4(g)显示了在此阶段活动的电流路径。 |
2.1 PWM调制 |
| 提出了一种新型的PWM调制技术来产生PWM开关信号。将三个参考信号(Vref1、Vref2和Vref3)与载波信号(Vcarrier)进行比较。参考信号具有相同的频率和幅值，并且与载波信号的幅值等效的偏置值处于同一相位。将每个参考信号与载波信号进行比较。如果Vref1超过了Vcarrier的峰值，则Vref2与Vcarrier进行比较，直到Vref2超过了Vcarrier的峰值。然后，Vref3将接管并与Vcarrier进行比较，直到它为零。一旦Vref3达到0,Vref2将被比较，直到它达到0。然后，Vref1将与Vcarrier进行比较。图3显示了由此产生的切换模式。开关S1、S3、S5和S6将以载波信号频率的速率开关，而S2和S4将以等效于基频的频率工作。 |
| 相位角取决于调制指数Ma。理论上，对于单个参考信号和单个载波信号，调制指数定义为 |
| Ma = Am/Ac (02) |
| 而对于单参考信号和双载波信号，调制指数定义为 |
| Ma = Am/2Ac。(03) |
| 由于所提出的七电平PWM逆变器使用三个载波信号，因此定义调制指数为 |
| Ma = Am/3Ac (04) |
| 其中Ac是载波信号的峰峰值，Am是电压参考信号Vref的峰值。当调制指数小于0.33时，相角位移为 |
| θ1 =θ2 = θ3 = θ4 = π/2 (05) |
| θ5 =θ6 = θ7 = θ8 =3π/2。(06) |
| 对于一个周期的基频，所提出的逆变器通过六种模式工作。图6为一个周期的单位输出电压信号。六种模式说明如下: |
| 模态1:0 < ωt < θ1和θ4 < ωt < π |
| 模式二:θ1 < ωt < θ2， θ3 < ωt < θ4 |
| 模式3:θ2 < ωt < θ3 |
| 模式4:π < ωt < θ5和θ8 < ωt < 2π |
| 模式5:θ5 < ωt < θ6， θ7 < ωt < θ8 |
| 模式6:θ6 < ωt < θ7。 |
| 另一方面，当调制指数大于0.33小于0.66时，相角位移由 |
| θ1 = sin−1(Ac/Am) (07) |
| θ2 =θ3 = π2 (08) |
| θ4 =π−θ1 (09) |
| θ5 =π + θ1 (10) |
| θ6 =θ7 =3π/2 (11) |
| θ8 =2π−θ1。（12） |
| 当调制指数大于0.66时，相角位移由 |
| θ1 = sin−1(Ac/Am) (13) |
| θ2 = sin−1(2Ac/Am) (14) |
| θ3 =π−θ2 (15) |
| θ4 =π−θ1 (16) |
| θ5 =π + θ1 (17) |
| θ6 =π + θ2 (18) |
| θ7 =2π−θ2 (19) |
| θ8 =2π−θ1。（20） |
| 对于Ma等于或小于0.33，只有较低的参考波(Vref3)与三角形载波信号比较。逆变器的行为类似于传统的全桥三电平PWM逆变器。但是，如果Ma大于0.33小于0.66，则只有Vref2和Vref3参考信号与三角载波进行比较。输出电压由5个直流电压级组成。调制指数设置为大于0.66的七个电平输出电压产生。三个参考信号必须与三角形载波信号进行比较，以产生开关的开关信号。 |
提出了多电平逆变器拓扑结构 |
| 该系统采用了先进的模糊控制器，提高了多电平逆变器的输出。 |
3.1)模糊逻辑: |
| 近年来，模糊逻辑的应用数量和种类显著增加。在模糊逻辑工具箱中，有五种主要的GUI工具用于构建、编辑和观察模糊推理系统。模糊推理系统或FIS编辑器，成员函数编辑器，规则编辑器，规则查看器和表面查看器。模糊控制器隶属度函数及其曲面视图如图7、8所示。 |
3.2)拟模拟电路: |
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3.3)提出的模糊控制器电路 |
MATLAB /仿真结果比较 |
| 在物理实现原型之前，MATLAB SIMULINK对所提出的配置进行了仿真。PWM开关模式是通过比较三个参考信号(Vref1, Vref2和Vref3)与三角形载波信号(见图6)来生成的。 |
| 随后，比较过程产生开关S1-S6的PWM开关信号，如图7-9所示。逆变器的一条腿以相当于载波信号频率的高开关速率工作，而另一条腿以基频(即50 Hz)的速率工作。开关S5和S6也在载波信号速率下工作。图10所示。变频器输出电压(Vinv)。图11所示。电网电压(Vgrid)和电网电流(Igrid)。载波信号的。逆变器输出电压Vinv仿真结果如图10所示。直流母线电压设置为300v(>√2Vgrid;本例中Vgrid为120v)，直流母线电压必须始终高于Vgrid的√2才能向电网注入电流，否则电流将从电网注入逆变器。 Therefore, operation is recommended to be between Ma = 0.66 and Ma = 1.0. Vinv comprises seven voltage levels, namely, Vdc, 2Vdc/3, Vdc/3, 0, −Vdc, −2Vdc/3, and −Vdc/3.The current flowing into the grid was filtered to resemble a pure sine wave in phase with the grid voltage see Fig. 11). As Igrid is almost a pure sine wave at unity power factor, the total harmonic distortion (THD) can be reduced compared with the THD. |
多电平逆变器规格及控制器参数。 |
| 逆变器的规格参数如下表所示 |
结论 |
| 多电平逆变器提供改进的输出波形和更低的THD。本文提出了一种新型的多电平逆变器PWM开关方案。它利用三个参考信号和一个三角形载波信号来产生PWM开关信号。详细分析了所提出的多电平逆变器的性能。采用模糊控制对逆变器的性能进行优化。通过控制调制指数，可以实现逆变器输出电压的期望电平数。与五电平和三电平逆变器相比，七电平逆变器的THD较小，是并网光伏逆变器的一个有吸引力的解决方案。 |
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表格一览 |
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| 表1 |
表2 |
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数字一览 |
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| 图1 |
图2 |
图3 |
图4 |
图5 |
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| 图6 |
图7 |
图8 |
图9 |
图10 |
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| 图11 |
图12 |
图13 |
图14 |
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参考文献 |
- M. Calais和V. G. Agelidis，“单相并网光伏系统的多级转换器-概述”，在IEEE Int。计算机协会。印第安纳州。电子。，1998，vol. 1, pp. 224–229.
- S. B. Kjaer, J. K. Pedersen和F. Blaabjerg，“用于光伏模块的单相并网逆变器的综述”，IEEE Trans。印第安纳州,达成。，vol. 41, no. 5, pp. 1292–1306, Sep./Oct. 2005.
- P. K. Hinga, T. Ohnishi和T. Suzuki，“用于光伏发电系统的新型PWM逆变器”，载于《IEEE电力电子期刊》。规范配置，1994,pp. 391-395。
- Y. Cheng, C. Qian, M. L. Crow, S. Pekarek，和S. atcity，“用于STATCOM与能量存储的二极管钳位和级联多电平转换器的比较”，IEEE Trans。印第安纳州。电子。，vol. 53, no. 5, pp. 1512– 1521, Oct. 2006.
- M. Saeedifard, R. Iravani，和J. Pou，“背对背五电平HVDC变换器系统的空间矢量调制策略”，IEEE Trans。印第安纳州。电子。，vol. 56, no. 2, pp. 452–466, Feb. 2009.
- S. Alepuz, S. busquet - monge, J. Bordonau, J. A. M. Velasco, C. A. Silva, J. Pontt和J. Rodríguez，“电压下降下基于对称组件的并网转换器控制策略”，IEEE Trans。印第安纳州。电子。，vol. 56, no. 6, pp. 2162–2173, Jun. 2009.
- J. Rodríguez, J. S. Lai和F. Z. Peng，“多层逆变器:拓扑、控制和应用的调查”，IEEE Trans。印第安纳州。电子。，vol. 49, no. 4, pp. 724–738, Aug. 2002.
- J. Rodriguez, S. Bernet, B. Wu, J. O. Pontt，和S. Kouro，“工业中压驱动器的多电平电压源转换器拓扑”，IEEE Trans。印第安纳州。电子。，vol. 54, no. 6, pp. 2930–2945, Dec. 2007.
- M. M. Renge和H. M. Suryawanshi，“五电平二极管箝位逆变器消除共模电压和降低dv/dt在中压额定感应电机驱动，”IEEE Trans。电力电子。，第23卷，no。4，第1598-1160页，2008年7月。
- E. Ozdemir, S. Ozdemir和L. M. Tolbert，“用于三相独立光伏系统的基频调制六电平二极管钳位多电平逆变器”，IEEE Trans。印第安纳州。电子。第56卷，no。11，第4407-4415页，2009年11月。
- R. Stala, S. Pirog, M. Baszynski, A. Mondzik, A. Penczek, J. Czekonski和S. Gasiorek，“带平衡电路的多细胞转换器的研究结果-第一部分”，IEEE翻译。印第安纳州。电子。，vol. 56, no. 7, pp. 2610–2619, Jul. 2009.
- R. Stala, S. Pirog, M. Baszynski, A. Mondzik, A. Penczek, J. Czekonski和S. Gasiorek，“带平衡电路的多细胞转换器的研究结果-第2部分”，IEEE翻译。印第安纳州。电子。，vol. 56, no. 7, pp. 2620–2628, Jul. 2009.
- P. Lezana, R. Aguilera，和D. E. Quevedo，“非对称飞行电容转换器的模型预测控制”，IEEE Trans。印第安纳州。电子。，vol. 56, no. 6, pp. 1839–1846, Jun. 2009.
- 埃斯卡兰特，j.c.。Vannier，和A. Arzandé，“飞行电容器多电平逆变器和DTC电机驱动应用，”IEEE Trans。印第安纳州。电子。，vol. 49, no. 4, pp. 809–815, Aug. 2002.
- A. Shukla, A. Ghosh，和A. Joshi，“使用飞行电容器多电平逆变器的SMIB系统的静态分流和串联补偿”，IEEE Trans。德尔。，vol. 20, no. 4, pp. 2613–2622, Oct. 2005.
- 黄J.和K. A. Corzine，“飞行电容器多电平逆变器的扩展操作”，IEEE Trans。电力电子。，第21卷，no。1，第140 - 147页，2006年1月。
- 彭方志，“一种具有自电压平衡的广义多电平逆变器拓扑结构”，IEEE Trans。印第安纳州,达成。，vol. 37, no. 2, pp. 611–617, Mar./Apr. 2001.
- E.维兰纽瓦，P.科雷亚，J. Rodríguez;帕卡斯，“用于并网光伏系统的单相级联h桥多级逆变器的控制”，IEEE Trans。印第安纳州。电子。，vol. 56, no. 11, pp. 4399– 4406, Nov. 2009.
- K. A. Corzine, M. W. Wielebski, F. Z. Peng，和J. Wang，“级联多电平逆变器的控制”，IEEE Trans。电力电子。，第19卷，no。3，第732-738页，2004年5月。
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