关键字 |
| 混合电力滤波器，总谐波失真，有源电力滤波器，公共耦合点。 |
介绍 |
| 谐波缓解和有源滤波器的新拓扑结构已经取得了长足的进展，这些拓扑结构在源头上解决了线路谐波控制问题。这减轻了无源滤波器的一些缺点，然而，对于1MW以上的非线性负载，无源滤波器是一个经济的选择。讨论了在大多数配电系统中提供必要的保障措施的无源滤波器设计的实用和经济的实现。全面回顾有源滤波器(AF)的配置，控制策略，组件的选择，其他相关的经济和技术考虑因素，以及它们在特定应用中的选择。一些有源电力滤波器(APF)的方法已经发展到抑制这些负载所产生的谐波。通过这种串联和并联谐振产生的电压与源电流谐波成比例的控制技术被消除。从串联有源滤波器的基本工作原理出发，提出了源电流检测的控制方法，然后提出了负载电压检测的控制方法，通过对源电流和负载电压的检测，得到串联有源滤波器所需补偿电压的参考信号。 |
| 针对串联型有源电力滤波器与并联型无源滤波器相结合的情况，提出了一种补偿源电压不平衡和电流谐波的新型控制方案，重点在于减小产生参考电压所需的延时效应。利用数字全通滤波器，推导出不平衡源电压的正序分量。瞬时无功功率由叉乘定义。 |
| 本文基于电力矢量理论的对偶公式，提出了一种新的控制策略。为此，平衡和阻性负载被认为是参考负载。该策略获得有源滤波器为达到设定的混合滤波器负载的理想行为而必须产生的电压。当源电压为正弦且平衡时，功率因数为单位，即负载无功功率得到补偿，源电流谐波被消除。这意味着，可以在不依赖于系统阻抗的情况下改善无源滤波器的补偿特性。它还避免了无源滤波器作为闭合负载的谐波漏出的危险，同样，也避免了与系统其余部分可能发生串联和/或并联谐振的风险。此外，在无源滤波器失谐的情况下，也可以实现可变负载补偿。 |
| 通过在非线性平衡负荷的源侧创建LG /LL故障，扩展了该方法的应用范围。在源侧LG/LL故障情况下，并联无源和串联有源滤波器通过在共耦合点注入补偿电流，有效补偿源电流。 |
| 无源LC电源滤波器由于其成本低、效率高，通常被用于衰减非线性负载产生的谐波电流。然而，它们也有一些缺点——易受串联和/并联谐振的影响，其补偿特性严重依赖于系统阻抗，因为为了消除源电流谐波，滤波器阻抗必须小于源阻抗。这些不适合可变负载，因为负载阻抗的变化可以失谐滤波器，而且它们是为特定的无功功率而设计的，而且由于来自无源滤波器连接点附近连接的非线性负载的谐波循环，无源滤波器表现为闭合负载的谐波漏流存在危险。 |
| 一些有源电力滤波器(APF)的方法已经发展到抑制这些负载所产生的谐波。有源电力滤波器通常由三相脉宽调制(PWM)电压源逆变器组成，逆变器与交流源阻抗串联[1-3]。该装置改善了无源滤波器并联时的补偿特性。图1为系统拓扑结构，其中vc为有源滤波器为实现控制方法目标所产生的电压。 |
| 针对这种结构，采用了多种技术来获取与负载串联的有源滤波器的控制信号。最常用的控制目标是为谐波提供高阻抗，而为基波谐波提供零阻抗。该策略是在有源滤波器产生与源电流谐波成比例的电压时实现的。这种控制策略可以消除与系统其余部分的串联和/或并联共振。有源滤波器可以避免无源滤波器成为近负荷的谐波漏流。此外，还可以防止补偿特性对系统阻抗的依赖。在其他提出的控制技术中，有源滤波器产生的电压波形与负载侧的电压谐波相似，但相反。该策略仅防止了依赖源阻抗的并联无源滤波器，但无源滤波器的局限性仍然存在。为了改善无源滤波器的补偿特性，提出了另一种结合上述两种策略的控制策略，但它们仍然难以找到合适的有源滤波器增益k的值。 |
| 最后，最近提出了另一种控制方法，即有源滤波器产生电压，用于补偿无源滤波器和负载无功功率，也可以消除电流谐波。这里的计算算法基于瞬时无功功率理论。其中，控制目标是在源端实现恒功率。 |
| 上述策略均适用于三相三线平衡负荷系统。在此基础上，提出了一种基于瞬时无功矢量理论的对偶式控制策略。该方法采用平衡电阻式负载作为理想负载。由此得到有源滤波器产生的确定参考电压，用于实现设定的混合滤波器负载的理想性能。这里的瞬时无功功率是由点积定义的，因为它被定义为叉乘。最后的发展允许获得任何补偿策略，其中，单位功率因数。通过在非线性平衡负荷的源侧创建LG /LL故障，扩展了该方法的应用范围。在源侧LG/LL故障情况下，并联无源和串联有源滤波器通过在共耦合点注入补偿电流，有效补偿源电流。 |
三相混合电力滤波器的控制策略 |
| 为了提高电能质量，提出了一种新的三相混合电力滤波器仿真控制策略。该滤波器由并联无源LC电源滤波器和串联有源滤波器组成。提出了一种基于瞬时无功矢量理论的对偶式控制方法。采用平衡电阻性负载作为参考负载，使有源滤波器注入的电压波形达到无功补偿的目的，消除负载电流谐波，平衡非对称负载[4]。通过这种控制策略，无源滤波器的性能得到了改善。 |
| 电力电力系统中存在的谐波是造成电波污染的主要原因，许多问题都带有这种污染。非线性负荷的任意增加引起了基于电力电子学的新型补偿装置的研究。该设备的主要设计目标是消除系统中存在的谐波并降低功率无功。根据应用类型，提出了串联或并联配置或有源和无源滤波器的组合 |
| 当目标是补偿电流源非线性负载，称为谐波电流源(HCS)，分流配置作为补偿设备被使用。为了消除这种负载中的谐波，传统上使用分流无源滤波器，主要是由于其成本低，维护要求最低。这种补偿设备有一些缺点。有源电力滤波器(APF)通常由三相脉宽调制(PWM)电压源组成，逆变器与交流电源串联，可以改善并联无源滤波器的补偿特性。该拓扑结构如图1所示，其中有源滤波器由受控源表示，其中vc是逆变器为实现所提控制算法目标而应产生的电压。 |
| 为获得有源滤波器的控制信号，应用了不同的技术。本文提出了一种基于电力矢量理论对偶公式的控制策略。为此，平衡和阻性负载被认为是参考负载。改进了补偿特性。 |
双瞬时无功理论 |
| 主要应用于并联补偿设备。该理论基于从相位坐标到克拉克坐标的变换(见图1 b)。 |
| 在三相系统中，电压和电流矢量可以用 |
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| 得到从相位参考系a-b-c到α-β-0坐标的矢量变换 |
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| α-β-0帧的瞬时实功率计算为: |
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| 这种权力可以表示为 |
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| 其中p为不含零序分量的瞬时实数，该幂可以用点积的方式写成向量形式为 |
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| 在α-β中的转置电流矢量是坐标 |
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| 是相同坐标下的电压向量 |
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| 在三线制系统中，由于没有零序电流分量，因此零序实际瞬时功率为零，即??0=0。在这种情况下，只有定义在α-β轴上的瞬时功率存在，因为积v0我0总是零。 |
| 虚数瞬时功率由方程定义 |
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| 前面定义的两个幂变量都可以表示为 |
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| 电压矢量可以在电流矢量和αβ平面上定义的轴上的正交投影中分解。由电流矢量和实、虚瞬时功率可计算出电压为: |
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补偿策略 |
| 电力公司尝试用正弦电压和平衡电压发电，并已在供电中作为参考条件。由于这一事实，补偿目标是基于一个理想的参考负载，它必须是电阻性的、平衡的和线性的[5-8]。这意味着电源电流与电源电压共线，系统将有单位功率因数。因此，在公共耦合点(PCC)处，满足以下表达式: |
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| 在这里,Re为等效电阻，v为连接点上的电压矢量，I为电源电流矢量。源提供的平均功率为 |
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| 补偿器瞬时功率是负载所需的总真实瞬时功率与源提供的瞬时功率之间的差值，即考虑平均值 |
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| 因此，等效电阻可计算为 |
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| 负载平均功率定义在哪里 |
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| 图2为串联有源滤波器、并联无源滤波器和不平衡非正弦负载的系统。目的是通过PCC使所设置的补偿设备和负载具有理想的行为。有源滤波器连接点电压坐标可计算为: |
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| 在该方程中，对有源滤波器交换的零平均功率进行了限制。负载电压由(15)给出 |
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| 其中为真实瞬时功率，为负载虚瞬时功率。有源滤波器输出电压的参考信号为 |
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| 考虑(22)和(23)，补偿电压为 |
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| 当有源滤波器提供这个补偿电压时，设定的负载和补偿设备就像一个电阻。最后，如果电流是不平衡的和非正弦的，平衡电阻负载被认为是理想的参考负载。因此，等效电阻必须用公式来定义 |
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| 这里，1 +2是正序列基本分量的均方根值的平方。在本例中，(24)被修改，其中1被1 +取代，即 |
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| 参考信号通过参考计算器得到，如图3 a)和b)所示。在负载不平衡的情况下，块基分量计算。将图a中的正序基分量替换为图b所示方案，该方案计算了负载不平衡时的当前正序基分量[9-12]。 |
| 然而，对图3 a)的控制方案进行修改是必要的。这包括在产生的控制块中包括来自零序列功率p0的第三个输入信号。所提出的控制策略可能适用于刚性馈线，其中电压可以被认为是正常的。 |
| 该控制策略通过在源端创建LG /LL错误进行扩展。在源侧LG/LL故障情况下，串联有源滤波器和并联无源滤波器通过在共耦合点注入补偿电流，有效补偿源电流 |
仿真结果与分析 |
| 在Matlab-Simulink平台上对如图4所示的系统进行仿真，验证所提出的控制方法。使用Sim power System工具箱库对每个电源设备进行了建模。电源电路为三相系统，由正弦平衡三相100v电源供电，源电感5.8mH，源电阻3.6 Ω。逆变器由绝缘栅双极晶体管(IGBT)桥组成。直流侧连接2个100v直流电源。LC滤波器已包括，以消除高频成分在逆变器的输出。本机组通过三台单相变压器1:1的匝数比与电力系统相连。 |
| 无源滤波器由调谐到五次和七次谐波的两个LC分支组成。固定纹波滤波器的选择标准是，在低频组件的情况下，逆变器输出电压几乎等于Crf上的电压。然而，在高频元件的情况下，降低的电压必须高于电容器Crf。此外，Lrf和Crf值的选择必须不超过变压器负荷。 |
| 因此，必须满足以下设计标准。 |
| 确保逆变器输出电压在开关频率处下降; |
| 确保分压器在Lrf和Crf之间，其中为源阻抗， |
| 分流式无源滤波器，由二次绕组反射。 |
| 在20千赫的开关频率，Z年代=728 Ω zF= 565Ω,XCRF=0.16 Ω x .探测器= 1696Ω。 |
| 模拟了两种载荷类型: |
| -非线性平衡负荷; |
| -非线性不平衡负载 |
非线性平衡负荷的仿真实现与分析 |
| 在这种情况下，非线性负载由电感为55 mH的不受控三相整流器和直流侧串联的25 Ω电阻组成。 |
| 在这种情况下，总谐波失真非常高，因此对系统进行补偿以减少总谐波失真。 |
| 无源滤波器仅用于补偿源电流谐波;没有考虑无功功率。为获得无失真源电流，将有源滤波器与负载串联，并并联无源滤波器。无源滤波器与有源滤波器相连，以减少有源滤波器产生的内部谐波。通过计算块，可以确定αβ坐标下的e向量。 |
| 这些向量的乘积可以计算瞬时实功率，用低通滤波器(LPF)获得其平均值。这是设置无源滤波器和负载所需要的功率。 |
| 基本分量通过块的方式得到，方案如图7所示。源电流矢量的每个分量乘以sinwt和coswt，其中w是基频，单位为rad/s。使用两个低通滤波器获得结果的平均值。它们再乘以sinwt和coswt，然后再乘以2。 |
| 这允许获得当前向量的基本分量;反之，实际瞬时功率除以结果乘以电流矢量，这样就可以确定(25)中补偿电压中的第一项。另一方面，得到虚的瞬时功率，并除以最后乘以电流矢量。这决定了补偿电压(25)中的第二项。串联有源和并联无源滤波器的仿真模块验证了所提出的控制方法，改善了无源滤波器的补偿特性，实际实现了单位功率因数。 |
| 无源滤波器阻抗必须低于系统阻抗才能有效。当支路LC或阻抗源质量因子较低时，谐波滤波性能变差。为了验证补偿设备在这种情况下的行为，对源阻抗进行了修正。从3.6 Ω、5.8mH变为1.3 Ω、2.34mH。在配电系统中，负荷功率可能会发生变化。为了验证所提出的控制策略的行为，将连接在不受控三相整流器直流侧的电阻值从25 Ω更改为50Ω。源阻抗为3.6Ω， 5.8mH。因此，在本文提出的控制算法中，设置的有源滤波器和无源滤波器允许对可变负载进行补偿[12-15]。该控制算法有助于无功补偿，改善无源滤波器的补偿特性。因此，通过提出的控制算法，无源滤波器的性能得到了改善。 |
非线性平衡载荷的仿真结果 |
| 相负载电流波形如图9 (a)所示。当系统不进行补偿时，负载电流总谐波失真(THD)为19.02%。五次和七次谐波是当前波形中最重要的。它们分别是基本谐波的16.5%和8.9%。 |
| 连接无源滤波器后的源电流波形如图9 (b)所示，THD从19.02下降到3.23%，5次谐波和7次谐波分别下降到2.4%和0.8%。仅接通有源滤波器时的源电流波形如图9 (c)所示，接通有源滤波器和无源滤波器时的源电流波形如图9 (d)所示。接通有源滤波器后，源电流THD由3.23%下降到1.30%。当源阻抗由3.6 Ω、5.8mH变为1.3 Ω、2.34mH时，不连接有源滤波器，补偿设备仅为无源滤波器，源电流THD为6.02%。源电流波形如图9 (e)所示，5次谐波和7次谐波分别为基谐波的8.4%和2.6%，功率因数为0.97。图9 (f)为有源滤波器采用所提控制策略时的源电流波形，从图9 (f)可以看出，源电流THD从6.02%提高到1.52%。 |
| 连接无源滤波器时，源电流波形如图9 (g)所示，当不受控三相整流器直流侧连接的电阻值由25 Ω变为50Ω时，源电流波形THD为3.63%。源阻抗为3.6Ω， 5.8mH，在这种情况下，功率因数为0.91。连接有源滤波器后，源电流波形如图9 (h)所示，THD从3.63%下降到1.36%。源阻抗和直流侧电阻变化对源电流的总谐波畸变(THD)如表4和表5所示。 |
非线性不平衡负载的仿真实现与分析 |
| 在这种情况下，三相负载由三个单相无控制整流器组成，直流侧并联电容和电阻，其值如表3所示。未进行补偿的非线性不平衡负载仿真框图如图10所示。 |
| 针对不平衡负载，改进了有源滤波器的控制方案。基本构件计算?由另一个控制方案代替。现在平均功率P除以正序列基本分量的均方根值的平方。在这种情况下，正序列分量是通过块正序列分量来计算的。，其中使用全通滤波器获得实现Fortes线索转换所需的算子。然后，计算其基本值，并应用Fortes线索逆变换。图11显示了带无源滤波器和带有源和无源滤波器的非线性不平衡负载的仿真框图。当电压为正弦且平衡时，得到正弦且平衡的源电流。当电压畸变时，即使源电流畸变，功率因数也能达到单位。 |
非线性不平衡负载的仿真结果 |
| 该系统表现出类似于电阻和平衡负载的行为。源电流THD相位分别为1.47%、1.09%和1.26%。图12 (c)显示了该控制应用于有源滤波器时的三个源电流。该系统改善了无源滤波器的性能。源电流THD相位为1.31%，0.99%，1.23%，C.; |
| 该控制算法还可以通过在源端创建LG /LL故障进行扩展。在源侧LG/LL故障情况下，并联无源和串联有源滤波器通过在共耦合点注入补偿电流，有效补偿源电流。不带滤波器的LL/LG故障仿真框图如图13 (a)所示，带滤波器的LL/LG故障仿真框图如图13 (b)所示。 |
| 因此，在提出的控制策略下，尽管会产生故障，但有源滤波器和无源滤波器都能有效地工作。在源侧LG/LL故障情况下，并联无源滤波器和串联有源滤波器均能有效工作，在共耦合点注入补偿电流对源电流进行补偿。 |
结论 |
| 为此，提出了一种由串联有源滤波器和与负载并联的无源滤波器组成的混合电力滤波器的控制策略。该控制策略基于电力的对偶矢量理论。新的控制方法达到了以下目标。由于无功功率的变化由有源滤波器补偿，适用于可变负荷。因此，通过提出的控制策略，有源滤波器改善了无源滤波器的谐波补偿特性，实现了无功补偿。同时消除了电流谐波。在不同负载和源阻抗变化情况下，利用MATLAB-Simulink平台进行仿真。该技术还可以通过在源端创建LG /LL错误进行扩展。在源侧LG/LL故障情况下，并联无源和串联有源滤波器通过在共耦合点注入补偿电流，有效补偿源电流。 |
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| 图1 |
图2 |
图3 |
图4 |
图5 |
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| 图6 |
图7 |
图8 |
图9 |
图10 |
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| 图11 |
图12 |
图13 |
图14 |
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参考文献 |
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