vcimd中多脉冲交直流变换器的比较分析

m . Karthika¹， V.V.维杰塔·英蒂²

印度毗瑟奴理工学院电子电气系助理教授，比玛瓦拉姆，W.G.Dist，美联社¹
印度毗瑟奴理工学院助理教授，比玛瓦拉姆，W.G.Dist，美联社²

摘要

电力电子器件是非线性负载;这些开关器件的非线性特性导致谐波电流注入到交流电源，污染了公共耦合点的电能质量(PQ)。这种PQ改善是通过在三相AC-DC转换器(adc)中使用多脉冲转换器实现的。所提出的多脉冲交直流变换器是基于自耦变压器的结构，能够消除交流电源电流中的低阶谐波。本文介绍了矢量控制感应电机驱动器(VCIMD)中不同类型的多脉冲变换器的比较分析。设计了多脉冲交直流变换器，并在MATLAB中建立了仿真模型。

关键字

自耦变压器，多脉冲交直流变换器，无源滤波器，谐波缓解器，电能质量改善和矢量控制感应电机驱动(VCIMD)。

介绍

由于异步电动机具有效率提高、坚固耐用、可靠性高、成本低等优点，在工业应用中得到了越来越多的应用。因此，直流电机因其灵活的特性[1]被广泛应用于变速传动。为了将直流电机的柔性特性整合到感应电机中，矢量控制技术已经在许多行业中得到应用。基于在交直流变换器中增加脉冲数的原理的各种方法来减轻电流谐波[2]。这些方法使用两个或多个变换器，其中一个变换器产生的谐波通过适当的相移[3]被另一个变换器抵消。这些基于自耦变压器的方案大大减小了变压器的尺寸和重量。为了降低交流市电[4]的总谐波失真(THD)，引入了基于自变压器的多脉冲交直流变换器。为了在二极管桥之间提供平等的功率共享并实现良好的谐波消除，需要相间变压器[5][6]。

本文提出的多脉冲交直流变换器适用于矢量控制感应电机[7]的改进型。该多脉冲交直流变换器可消除5次、7次、11次、13次、17次和21次谐波。在交流电源电流THD小于5%的情况下，在驱动器的宽工作范围内，其功率因数几乎为单位。

12脉冲和24脉冲交直流变换器的设计

设计了适用于这些多脉冲交直流变换器的自耦变压器，并设计了一种降低额定值的无源调谐滤波器，以实现有效的谐波滤波。

A.拟设计的12脉冲交直流变换器:

为了设计12脉冲交直流变换器，我们主要要选择两个条件。第一个条件是，产生两组三相平衡线电压，它们之间的相位差为±15°或±30°。其次，这些线电压的幅度应该彼此相等，以减少输出直流电压的纹波。基于所提出的VCIMD谐波抑制器的12脉冲交直流变换器的Simulink模型如图1所示

所需的匝数和相移计算如下。考虑相a电压为

假设有以下电压:

类似的

利用上述方程，可以计算出K1和K2。这些方程的结果是K1=0.0227 K2=0.138，为自耦变压器所需的相移。相“a”的相移电压为

因此，自耦变压器每相使用两个辅助绕组。相移电压(例如v_一个)是通过敲击线路电压V的一部分(0.0227)得到的_ca连接约0.138倍线路电压的一端(如V_公元前)到这个水龙头。

B.拟设计的24脉冲交直流变换器:

为了实现24脉冲操作，产生了四组三相电压(移相角度为+15Ã①Â△Â μ)。在不同的相电压之间实现这些相移所需的匝数计算如下。

考虑相“a”电压为:

式中，V为相电压的有效值。用上述公式可以计算出K1, K2, K3和K4。根据这些方程，自耦变压器所需的相移K1 =0.005706, K2 = 0.07041, K3 =0.0508, K4 = 0.196375。基于所提出的VCIMD谐波抑制器的24脉冲交直流变换器的Simulink模型如图2所示

相移电压(例如Val)是通过轻按线路电压Vca的一部分(0.005706)，并将约(0.07041)线路电压(例如Vbc)的一端连接到该轻按来获得的。因此，自耦变压器可以根据这些已知的绕组常数进行设计。

矢量控制感应电机驱动

间接矢量控制技术在工业应用中非常普遍。3为间接矢量控制感应电机驱动器(VCIMD)的MATLAB图。电源电路由一个前端二极管整流器和一个PWM逆变器组成，直流链路上有一个动态制动器。采用了滞后带电流控制器PWM。速度控制回路产生电流的转矩分量。

间接矢量控制的速度控制范围可以很容易地从静止(零速度)扩展到弱磁场区域。在这种情况下，需要闭环磁链控制。在恒转矩区域，磁通是恒定的。然而，在场弱区，磁通被编程，这样逆变器总是在PWM模式下工作。在转子磁链定向参考系中，参考矢量i_ds(定子电流的磁链分量)。

闭环PI转速控制器将参考转速(ωr *)与电机转速(ωr)进行比较，并将参考转矩T*(将其限制到合适的值后)。定子电流参考矢量iqs的转矩分量由PI控制器的输出得到。这些电流分量(ids *和iqs *)通过转子角度与滑移角之和计算转子磁链角转换为平稳参考系。

将同步旋转坐标系中的电流(ids *， iqs *)转换为静止坐标系中的三相电流(ias *， ibs *， ics *)。这三个相位参考电流(ias *， ibs *和ics *)和感应到的电机电流(ias, ibs和ics)被馈送到PWM电流控制器，PWM电流控制器向VSI的不同开关提供门控信号，以形成所需的电压。这些电压被馈送到电机，以形成在给定负载条件下以给定速度运行电机所需的转矩。

结果

本文仿真了基于自耦变压器的谐波缓解器和VCIMD，以验证所提出的变换器系统的性能。交流市电电流满载时THD为30.10%，轻载时THD为65.9%，满载时功率因数为0.933,THD为0。816轻载(满载的20%)。6脉冲变换器满载供电电流波形及其谐波谱如图5所示，显示交流市电电流的THD为30.10%，这表明需要使用一些谐波减振器来改善交流市电的电能质量，这些谐波减振器可以很容易地取代现有的6脉冲变换器。

图4所示为负载扰动下基于谐波减振器的12脉冲变换器的动态响应，这些结果表明了相对于6脉冲变换器系统在THD和功率因数方面的改善。

12脉冲变换器满载供电电流波形及其谐波谱如图6所示，由图可知，交流市电电流THD为4.45%，得到的功率因数为0.988。

结果表明，所设计的12脉冲谐波减振器在VCIMD上性能良好，功率因数始终大于0.98，供电电流THD小于5%。

然而，在轻负荷条件下，这些电能质量指标开始下降，说明电源电流(Is)始终小于变换器输入电流(Ic)，表明所设计的无源滤波器是有效的。18脉冲变换器满载供电电流波形及其谐波谱如图7所示，交流市电THD为3.27%，功率因数为0.982。为了使所设计的谐波减振器在变负荷条件下能较好地运行，需要改变VCIMD上的负荷。

24脉冲变换器满载供电电流波形及其谐波谱如图8所示，得到交流市电的THD为1.12%，功率因数为0.992。为了使所设计的谐波减振器在变负荷条件下能较好地运行，需要改变VCIMD上的负荷。表1为6、12、18、24脉冲变换器馈电VCIMD不同电能质量指标的对比分析，电能质量得到改善。

从这些结果可以看出，基于24脉冲变换器的谐波减振器在VCIMD负载变化下性能良好，功率因数接近单位，供电电流THD始终小于5%。

结论

所提出的谐波缓解器已经设计，建模，并开发了在不同负载条件下运行的变频感应电机驱动器。所提出的谐波缓解器的观察性能表明，这些变换器能够改善交流市电的电能质量指标，包括电源电流THD、电源电压THD、功率因数和波峰因数。

此外，基于12脉冲的谐波缓解器可用于负载变化始终高于50的改造应用，所提出的24脉冲交直流变换器在驱动器的宽工作范围内几乎具有单位功率因数。因此，所提出的交直流变换器可以很容易地取代现有的6脉冲变换器，而不需要对现有的系统布局和设备进行太大的改变。

表格一览

表1

数字一览


图1	图2	图3	图4

图5	图6	图7	图8

参考文献

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