我的介绍。 |
| 近年来，直接转矩控制(DTC)策略在工业变速应用中得到了广泛的应用。在20世纪80年代中期引入的第一个DTC策略涉及一个简单的控制方案，这使得它可以快速实时实现。从那时起，进行了几次调查，以提高原来的DTC策略的性能。主要的重点特点是不受控制的开关频率的逆变器和高转矩脉动导致使用磁链和转矩滞后控制器。经过二十多年的研究，目前已经提出了几种DTC策略。这些策略可以分为四大类:1)考虑可变磁滞带控制器的策略;2)基于空间矢量调制(SVM)的开关频率控制策略3)预测控制策略。围绕智能控制方法建立的方案和策略。然而，所获得的性能与四个重要类别相关:1)考虑可变磁滞带控制器的策略;2)基于空间矢量调制(SVM)的开关频率控制策略3)预测控制策略。 Schemes a n d 4) strategies built around intelligent control approaches. Nevertheless, the gained performance is allied to significant increase of implementation schemes. Commonly, the voltage source inverter (VSI) feeding IM under DTC is the sixswitch three-phase inverter (SSTPI). This said, some applications such as electric and hybrid propulsion systems should be as reliable as possible. Within this requirement, the reconfiguration of the SSTPI into a four-switch three phase inverter (FSTPI), in case of a switch/leg failure, is currently given an increasing attention. A DTC strategy dedicated to FSTPI-fed IM drives has been proposed. In spite of its simplicity, this strategy is penalized by the low dynamic and the high ripple of the torque. These drawbacks are due to the application of unbalanced voltage vectors to control flux and torque with a subdivision of the Clarke plane limited to four sectors. Recently, an attempt to discard the previously described disadvantages has been proposed in where a DTC scheme using a 16-sector vector selection table has been implemented. Nevertheless, it has been noted that the drive performance remains relatively low due to the increase of the CPU time which is linked to the complexity of the involved vector selection table. In order to achieve a constant switching frequency and to decrease the torque ripple, many DTC schemes based on SVM, using the FSTPI as a VSI, dedicated to control induction and permanent-magnet synchronous motors have been reported in the literature. These strategies offer high performance in terms of torque ripple reduction allied to the control of the inverter switching losses. However, these performances are compromised by the complexity of their implementation schemes. This paper proposes a new DTC strategy dedicated to FSTPI fed IM drives. It is based on the emulation of the SSTPI operation thanks to the synthesis of an appropriate vector selection table, which is addressed by hysteresis controllers. The resulting simplicity of the implementation scheme makes the strategy very attractive in many applications, such as the automotive one. |
2fstpi-fed im驱动器的DTC |
| 背景 |
| A. DTC基础 |
| DTC策略允许通过适当选择逆变器控制信号直接控制电机变量， |
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| 为了满足定子磁链和转矩是否需要增加、减少或保持的要求。这些决定是根据滞环控制器的输出cφ和定子磁链矢量Fs在Clarke (aß)平面的角位移θs来实现的。Fs的动态由平稳参考系中表示的定子电压方程决定，如下所示 |
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| 式中，Vs、Is、rs分别为定子电压矢量、电流矢量、电阻。忽略压降rsIs对定子电阻的影响，考虑电压矢量在每个采样周期Ts内不变，定子磁通矢量的变化与外加电压矢量成正比。在保持定子磁通不变的情况下，电磁转矩Tem的变化取决于外加电压矢量的方向，即: |
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| 式中，F s r为转子磁链矢量指向定子，d为定子和转子磁链的角移，Np为极对数，ls、lr和M分别为定子自感、转子自感和互感。DTC策略专用于fstpi馈电IM的实现方案，如图1所示。 |
| 1) SSTPI逆变器重新配置为FSTPI。这种重新配置是通过在前三个额外的triac上加上三个快速作用的引信来进行的 |
| 2)将转矩环中的三级滞环控制器替换为二级滞环控制器。正如将在第三节中描述的那样，这种替代的动机是在拟议的DTC方案中没有零电压矢量。 |
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| B. FSTPI的本征电压向量 |
| 如图1所示。电机三相中的两相连接到FSTPI支脚，而第三相连接到直流母线电压的中点。 |
| 让我们假设FSTPI的四个绝缘栅双极晶体管(igbt)的状态由二进制变量S1到S4表示，其中二进制“1”对应于ON状态，二进制“0”表示OFF状态。IM定子电压用上部igbt的状态(S1和S2)表示，如下所示: |
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| 上层igbt的四种状态组合由αβ平面上的四个有源电压向量(V1到V4)表征，如表i所示。 |
| 图2显示了αβ平面上的四个有源电压矢量。这些向量具有不平衡的振幅，并以π/2的角度移动。的确，向量V1和V3具有不平衡的振幅 |
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| C. FSTPI-Fed IM的基本DTC的限制 |
| 由FSTPI馈电的IM的基本DTC是基于图2所示的四个有源电压矢量所限制的平面细分为四个扇区。基本策略对应的矢量选择表见表二。考虑到四个扇区的对称性，下面对转矩和磁通变化的分析将仅限于扇区I，考虑两种情况: |
| 1)定子磁链初始矢量Fs1由矢量V2保持; |
| 2)初始定子磁链矢量Fs1由矢量V3保持。式(1)可以改写为: |
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| 其中Vi (1=i=4)是由FSTPI生成的电压矢量，显示(5)的不同相量图，考虑到前面引用的两种情况，分别从矢量选择表中选择四个场景。人们可以注意到以下关于扭矩动态的说明。 |
| 1)电压矢量V1或V3的应用导致低扭矩动态，如果: |
| a)由于V1和V3幅值较低，Fs1接近向量V2[见图3(a1)和(a3)]; |
| b) Fs1由于通量矢量角移小，接近于矢量V3[见图3(b1)和(b3)]。需要注意的是，扇区II对应的控制组合(cf = -1, ct = +1)和扇区I对应的控制组合(cf = +1, ct = +1)的转矩命令ct分别不能通过向量V1和V3实现。 |
| 2)电压矢量V2或V4的应用导致低转矩动态，如果Fs1接近矢量V2由于 |
| 通量矢量的低角位移[见图3(a2)和(a4)]。可以注意到，对应于扇区IV的控制组合(cf = +1, ct = +1)和对应于扇区I的控制组合(cf = - 1, ct = +1)分别不能通过应用电压向量V2和V4实现。 |
| 3)如果Fs1位于V3矢量附近，电压矢量V2或V4的应用会导致高扭矩动态[见图3(b2)和(b4)]。关于通量动态，我们可以注意到以下几点。 |
| 1)高通量变化导致磁滞带外的过冲或欠冲: |
| a) Fs1接近V3时电压向量V1或V3的应用[见图3(b1)和(b3)]; |
| b)如果Fs1接近矢量V2，则应用电压矢量V2或V4[见图3(a2)和(a4)]。 |
| 2) flux命令cf不能通过应用: |
| a)对应于控制组合(cf = +1, ct = - 1)的扇区中的向量V1，如图所示 |
| b)控制组合(cf = +1, ct =- 1)对应的I扇区向量V2，如图所示。 |
| c)控制组合(cf = +1, ct = +1)对应的I扇区向量V3，如图所示; |
| 如图所示，对应于控制组合(cf = +1, ct = +1)的扇区中的向量V4。从前面的分析，人们可以清楚地注意到，基本 |
| DTC策略有不同的局限性。考虑到引入的DTC，这些可以被根除 |
| D)策略将在下一节中展开。 |
3建议的DTC策略 |
| A.由FSTPI产生平衡电压的方法本文提出的DTC策略是基于FSTPI对SSTPI操作的仿真。这是通过使用FSTPI的四个固有的产生六个平衡电压矢量来实现的。生成的向量具有与SSTPI相同的振幅和角位移。基本上，由SSTPI产生的1≤k≤6的有源电压矢量Vk的幅值Vk等于_23 Vdc，其中Vdc为直流总线电压。对于相同的Vdc值，FSTPI产生的1≤i≤4的电压矢量Vi呈现不平衡振幅Vi，即: |
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| 因此，FSTPI的电压矢量V1(分别为V3)的双重应用，导致电压矢量V11(分别为V33)的产生，如图4所示。值得注意的是，V11和V33与SSTPI生成的六个向量中的两个向量相同。 |
| 现在，我们称Vij为由连续电压向量Vi和Vj相加得到的电压向量，其中1≤i≤4,1≤j≤4。当两个连续电压矢量之间的角位移等于π/2时，矢量Vij的幅值Vij可以表示为: |
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| 应用产生的平衡电压矢量?为了回答这个问题，我们采用了以下方法。 |
| 1)在连续两个采样周期2Ts中应用V1(分别为V3)可以生成V11(分别为V33) |
| 在两个连续的采样周期中应用两个连续的电压矢量VI和Vj会导致前面描述的控制场景的说明如图6所示。将综合扩展到其余扇区，得到表IV所示的矢量选择表。矢量选择表的输入(cf, ct和θs)应在2Ts期间保持，从而产生表V所示的实施矢量选择表。需要注意的是，固有电压矢量和复合电压矢量都涉及到扇区III, IV和VI，而在扇区II和V中，只应用复合电压矢量。因此，相对于其他扇区的切换频率，可以预期II和V扇区的切换频率会增加。 |
四、simulink模型 |
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诉的结论 |
| 本文提出了一种新的用于FSTPI馈电IM驱动器的DTC策略。本文提出的DTC策略是基于对传统SSTPI的仿真。这要归功于FSTPI固有产生的四个不平衡电压矢量的适当组合，从而导致SSTPI产生的六个平衡电压矢量的合成。这种方法已被采用在矢量选择表的设计中，这是简单地解决了滞回控制器，考虑到克拉克平面细分为六个扇区。基于仿真的IM稳态特性研究表明，引入的DTC策略具有较高的性能。这些性能已经成为实验验证的主题，并与分别用于SSTPI和FSTPI的b y T a k a ha s h i and The b a s ic d T c s T r a T ee s的结果进行了比较 |
参考文献 |
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