关键字 |
| 电子镇流器、回程转换器、照明、功率因数校正(PFC)。 |
介绍 |
| 电子镇流器是一个设备,使用固态电子电路来控制照明设备的起动电压和操作电流。它通常供电的灯20 KHz的频率或更高的消除了频闪效应闪烁。通过使用电子镇流器,可以提高照明系统的效率和生活。发光二极管(LED)来源更紧凑、更少的耗散和更耐用,发现更多的应用在国内,商业和工业环境。 |
| 电子镇流器的框图照明系统是图1所示(一个)。第一阶段是二极管桥式整流阶段转换交流(交流电)直流(直流)。整流阶段与输入功率因数校正(PFC)阶段。输入PFC阶段供应电容提供恒定电压输出阶段。输出级是一个电源转换器,用于供应照明系统。 |
| 方案阶段的框图照明系统是图1所示(b)。它由一个双向输入阶段组成的两个逆程与不同极性转换器,为了避免使用二极管桥式整流阶段。输入阶段提供了一个电容器,它提供了恒电压输出阶段。输出阶段是提高转换器提供照明系统。 |
文献调查 |
| 在文献中,许多拓扑已经使用了这个输入阶段,它有一些缺点。例如,使用bridgeless高功率因数巴克转换器作为输入阶段,尽管最小化进行半导体组件的数量,作为电压倍压器。输出电压是翻了一倍,主开关的切换损失增加的输出阶段。因此,如果使用一个单独的输入级,可以降低总线输出电压值。本文主要涉及双向反激变换器拓扑结构的使用,消除使用二极管桥式整流为了提高效率。 |
输入PFC阶段 |
| 本文中给出的PFC功率拓扑是基于两个逆程的集成转换器,每个线电压的极性,从而完全消除二极管桥式整流,避免输入二极管桥式整流的损失。在这里,回程的不连续导电模式被认为是。该拓扑是图2所示 |
答:积极的输入电压下操作 |
| 操作可以以两种模式来解释 |
| 模式1:这种模式下打开开关M1时开始。打开开关M1时,输入线电压应用真空吸尘器在第一变压器的一次绕组。通过初级电感和开关电流增加而休假的速度/ LP LP是电感从主。变压器的磁化电感开始在此期间。从图3(一个),二极管D1反向偏置,因此没有电流通过二次绕组连接到D1。 |
| 模式2:这种模式开始当开关M1是关闭的。磁化电感放电通过变压器的二次侧绕组的极性反转。在正向偏压二极管D1的结果如图3所示(b)。现在存储电感能量流经第二二极管和电容器和负载。当前的汇率是休假/ LS LS是电感从次要的。一旦回扫变压器的磁化电感完全退磁,在反向偏置二极管D1的结果,没有电流通过变压器。 |
b -输入电压下操作 |
| 操作可以以两种模式来解释 |
| 模式1:这种模式下打开开关M2时开始。打开开关M2时,输入线电压应用真空吸尘器在第二个变压器的一次绕组。当前开始建立和变压器的磁化电感开始收费。在这种模式下,二极管D1是反向偏置如图4所示(一个),因此没有电流通过变压器的二次绕组。 |
| 模式2:这种模式开始时开关M2是关闭的。磁化电感放电通过变压器的二次侧绕组的极性反转。正向偏置二极管D1变得如图4所示(b)和电流流过二极管D1的二次绕组连接。一旦回扫变压器的磁化电感完全退磁,在反向偏置二极管D1的结果,没有电流通过变压器 |
设计输入阶段的细节50 w LED灯 |
| 设计输入输入的回程阶段在本节中给出。 |
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| ηFLY哪里的估计效率的回程阶段,fswitch回程阶段的切换频率,真空吸尘器RMS是输入电压的均方根值线,dAC的责任比输入的回程阶段,pf是回程阶段所需的输出功率,承认是负载功率,®输出级效率。 |
| 可以给反激式变换器的磁化电感 |
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| 替换的值方程7, |
| 一个¯害怕½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½≤172μA¯害怕一个½¯害怕½ |
| 在模式2,电感能量转移到存储电容器必须供电¯害怕一个一个½¯害怕一个½¯害怕害怕一个½¯½负载并补充能量损失的电容器在过去的模式(模式1)。因此, |
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| Ts在哪里输入的转换时期的回程阶段,Ls是电感从二级,是电流通过变压器的二次侧 |
 9) |
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| 计算一个¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕害怕一个½¯½+:- |
| 期望的输出功率的回程阶段pf = 55 w (11) |
| 期望的输出电压的回程阶段,V = 70 (12) |
负载电阻的回程阶段 |
输出电流的回程阶段, |
| V是所需的输出电压的回程阶段,P是回程阶段所需的功率输出。从图2中所示的电路。 |
| 二极管电流+ =电容电流+电阻电流(15) |
| 假定输出电容器¯害怕害怕一个½¯½= 47μa¯害怕一个½¯害怕一个½(16) |
| 因此¯害怕一个一个½¯害怕一个½¯害怕害怕一个½¯½+ = 1.81一个¯害怕½¯害怕一个½(17) |
| 害怕一个¯害怕一个½¯½¯一个害怕害怕一个½¯½= 335μA¯害怕一个½¯害怕一个½(18) |
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| 1100年一个¯害怕½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½(20) |
| LP1和Lp2从主的电感。 |
输出级 |
| CCM的Boost变换器作为输出级。开关频率被认为是100千赫。提高转换器的线路图(输出级),如图5所示。打开MOSFET时,电感电流上升和能源存储在电感器。如果MOSFET是关闭的,能量存储在电感器转移到负载(LED)。 |
| 输入电压VIN = 70 v |
| 要求输出电压= 140 v |
| 为提高转换器, |
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| 用签证官和VIN的价值观,提高变换器的责任比是0.5 |
| 目标提高转换器的输出功率W = 50¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½(22) |
boost变换器的输出电流 |
提高变频器的负载电阻 |
提高电感的值, |
| 提高电容器的值计算考虑10%的输出纹波电压 |
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| 其中R是负载电阻和f boost变换器的开关频率吗 |
提出的变换器的仿真结果 |
答:建议输入级的仿真结果 |
| 拟议的输入级的仿真软件模型是图6所示。模型,仿真参数Lp1 Lp2设置为1100μH, LS = 335μH, C = 47μf。 |
| 所需的门脉冲MOSFETA¢年代M1和M2是通过比较正弦波形(参考信号)重复三角波形(载波信号)的关系操作符块和所需的脉冲生成关系操作符的输出如图6所示。需要这些门脉冲打开MOSFET„M1和M2或者我。在外加电压的良性循环,打开MOSFET M1和负半周期间,打开MOSFET M2。门脉冲场效电晶体M1和M2在回扫变压器的一次绕组连接图7所示分别为7 (a)和(b)。回程阶段的输出电压和电流波形图7所示(c)和图7分别(d) |
| 输出级所需的电压大小是70 V,取得相同的输出输入的回程阶段。从图7 (c),很明显,所需的70 V电压(稳态值)得到的负载电阻的回程阶段,应用相同的输出级。进一步,从图7 (d),很明显,输出电流为0.73(稳态值)是为了获得所需的输出功率。 |
仿真结果的输出级 |
| 从获得的输出电压70 V的输入的回程阶段应用于输入终端输出的阶段。输出级的仿真软件模型(提高转换器)是图8所示。boost变换器需要加大电压70 v - 140 v。输出级的MOSFET是打开和关闭开关100 kHz的频率。一个输出电容器用于减少输出电压的脉动。提高变换器的输出电压波形Fig.9所示。从图9可以看出输入电压70 v是增加到140 v的电压要求供应LED照明系统。 |
| 完整的我提出的变换器的仿真软件模型。e随输入的回程阶段和输出阶段图10所示。从图10,很明显,完整的设置级联有两个阶段。 |
损失,该转换器的效率 |
| 我的各种损失。e传导和切换损失提出的不同的组件中使用转换器决心从实际问题和描述在表I。 |
| 从表1,很明显,总在二极管和场效应晶体管传导损失分别为1.37和39.6 mW。进一步观察,传导损失发生在小于开关设备的损失发生在变压器的二次绕组。此外,开关损失约1.2 W。 |
| 效率一个®=(功率输出/输入功率)X 100 = 93.05% |
| 该转换器的传导和切换损失和转换器[1]在表二世。从附表二,很明显,该转换器的传导和切换损失低于变换器拓扑的损失[1]。因此,该变换器的效率高于转换器[1]。表3给出了效率提出转换器,转换器[1]。 |
结论 |
| 一个有效的电子驱动照明应用设计和摘要。该转换器的设计进行了50 W LED灯。该转换器电路设计,通过仿真软件测试。该转换器的效率和损失计算使用模拟结果,发现该转换器配置给更好的效率比其他变换器拓扑,提出了文学。在提出的变换器,开关组件的数量最小化相比其他转换器配置。因此,传导和切换损失最小化,从而提高变换器的效率。 |
表乍一看 |
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数据乍一看 |
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引用 |
- 加西亚,D Gacio,硕士Dalla-costa A.J. calleja,“小说的回程——基于输入PFC阶段电子镇流器LightingApplications”, IEEE反式。印第安纳州。电子。,vol. 49, no. 2, March/April 2013.
- y张成泽和m·m·约万诺维奇Bridgeless high-power-factor巴克转换器,“IEEE反式。电力电子。,26卷,不。2,页602 - 611,Feb.2011。
- w .严、s . y . r .回族和h .钟”节能大型highintensity-discharge灯照明网络使用中央reactivepower控制系统,“IEEE反式。印第安纳州。电子。,vol. 56, no. 8, pp. 3069–3078, Aug. 2009.
- r . Orletti m . a . Co . d . s . l . Simonetti和j·l . de Freitas维埃拉”HID灯电子镇流器与减少组件数量,“IEEETrans。印第安纳州。电子。,vol. 56, no. 3, pp. 718–725, Mar. 2009.
- w·凯撒,“混合操作HPS灯电子镇流器在恒功率,“IEEE反式。印第安纳州。电子。,vol. 34, no. 2, pp. 319–324,Mar./Apr. 1998.
- f . j . Azcondo f·j·迪亚兹,c . Branas和r . Casanueva“单片机电源模式稳定功率因数校正阶段highintensity放电灯电子镇流器,“IEEE反式。电力电子。,22卷,不。3、2007年5月,页845 - 853。
- m·A . Dalla科斯塔j·m·阿隆索j·c·米兰达j·加西亚和d . g .拉马尔,“基于单级high-power-factor电子镇流器onintegrated巴克回扫转换器提供金属卤化物灯,“IEEE反式。印第安纳州。电子。,vol. 55, no. 3, pp. 1112–1122, Mar. 2008.
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