关键字 |
| 电子镇流器，反激式转换器，照明，功率因数校正(PFC)。 |
介绍 |
| 电子镇流器是一种利用固态电子电路控制照明装置的启动电压和工作电流的器件。它通常以20千赫或更高的频率为灯供电，消除了闪烁的频闪效应。通过使用电子镇流器，可以提高照明系统的效率和寿命。发光二极管(LED)光源更紧凑、耗散更小、更耐用，在家庭、商业和工业环境中得到了更多的应用。 |
| 照明系统电子镇流器框图如图1(a)所示。第一级是二极管桥整流级，将交流(交流电)转换为直流(直流电)。整流级连接到输入功率因数校正级(PFC)。输入PFC级提供一个电容，在输出级上提供恒定电压。输出级为DC-DC变换器级，用于供电照明系统。 |
| 照明系统拟议方案阶段的框图见图1(b)。它由一个双向输入级组成，由两个不同极性的反激变换器组成，以避免使用二极管桥式整流级。输入级提供一个电容，它在输出级上提供恒定的电压。输出级是一个升压转换器，为照明系统提供电源。 |
文献调查 |
| 在文献中，对于这个输入阶段已经使用了许多拓扑结构，但这些拓扑结构有一些缺点。例如，使用无桥高功率因数降压转换器作为输入级，虽然最大限度地减少了导电半导体元件的数量，但却起到了电压加倍器的作用。当输出电压加倍时，输出级一次开关的开关损耗增大。因此，如果使用隔离输入级，输出电压母线值可以降低。本文主要论述了采用双向反激拓扑，以消除二极管桥式整流器的使用，从而提高效率。 |
输入PFC级 |
| 本文提出的PFC电源拓扑是基于两个反激变换器的集成，每个反激变换器对应线电压的极性，从而完全消除了二极管桥式整流器，避免了输入二极管桥式整流器的损耗。这里考虑了反激电路的不连续传导模式。所提出的拓扑结构如图2所示 |
A.正输入电压下操作 |
| 该操作可以用两种模式解释 |
| 模式1:当M1开关打开时，该模式开始。当开关M1打开时，输入线电压Vac施加在变压器的第一个初级绕组上。通过初级电感器和开关的电流以Vac/ LP的速率增加，其中LP是从初级电感中看到的电感。变压器的磁化电感在此期间开始充电。从图3(a)，二极管D1是反向偏置的，因此没有电流流过连接D1的次级绕组。 |
| 模式2:当M1开关关闭时，该模式开始。充磁电感通过变压器的二次侧放电，绕组的极性颠倒。二极管D1产生正向偏置，如图3(b)所示。储存的电感能量现在通过二级二极管流入电容器和负载。该电流的速率为Vac/ LS，其中LS是电感，从次级来看。一旦反激式变压器的充磁感应器完全退磁，二极管D1产生反向偏置，没有电流流过变压器。 |
B.负输入电压下操作 |
| 该操作可以用两种模式解释 |
| 模式1:该模式从M2开关打开时开始。当开关M2打开时，输入线电压Vac施加在变压器的第二个初级绕组上。电流开始积聚，变压器的磁化电感开始充电。在这种模式下，二极管D1反向偏置，如图4(a)所示，因此没有电流流过变压器的二次绕组。 |
| 模式2:该模式从M2开关关闭开始。充磁电感通过变压器的二次侧放电，绕组的极性颠倒。二极管D1变为正向偏置，如图4(b)所示，电流通过连接二极管D1的次级绕组。一旦反激式变压器的充磁感应器完全退磁，二极管D1产生反向偏置，没有电流流过变压器 |
50w led灯输入级的详细设计 |
| 本节给出了输入反激级的设计输入。 |
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| 其中ηFLY为反激级的估计效率，fswitch为反激级的开关频率，VAC RMS为线路输入电压的RMS值，dAC为输入反激级的占空比，PFLY为反激级所需输出功率，PLED为负载功率，à ®OUT为输出级效率。 |
| 反激变换器的磁化电感为 |
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| 代入式7中的值， |
| 一个¯害怕½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½≤172μ¯害怕害怕一个½¯½ |
| 在模式2,电感能量转移到存储电容器必须供电¯害怕一个一个½¯害怕一个½¯害怕害怕一个½¯½负载并补充能量损失的电容器在过去的模式(模式1)。因此, |
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| 其中Ts是输入反激级的开关周期，Ls是从二次端看到的电感，是电流流过变压器的二次端吗 |
 9） |
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| 计算一个¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕害怕一个½¯½+:- |
| 反激级期望输出功率PFLY = 55W (11) |
| 反激级期望输出电压V = 70v (12) |
反激级负载电阻 |
反激级输出电流， |
| 其中V为反激级所需输出电压，P为反激级所需输出功率。电路如图2所示。 |
| 二极管电流IS+ =电容电流+电阻电流(15) |
| 假定输出电容器¯害怕害怕一个½¯½= 47μ¯害怕一个½¯害怕一个½(16) |
| 因此¯害怕一个一个½¯害怕一个½¯害怕害怕一个½¯½+ = 1.81一个¯害怕½¯害怕一个½(17) |
| 一个¯害怕害怕一个½¯½¯一个害怕害怕一个½¯½= 335μ¯害怕一个½¯害怕一个½(18) |
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| 1100年一个¯害怕½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½(20) |
| 其中LP1和Lp2是从原量看的电感。 |
输出级 |
| 采用CCM Boost变换器作为输出级。所考虑的开关频率为100khz。Boost变换器(输出级)电路图如图5所示。当MOSFET打开时，电感电流上升，能量储存在电感中。如果MOSFET关闭，储存在电感的能量被转移到负载(LED)。 |
| 输入电压VIN = 70V |
| 要求输出电压= 140V |
| 对于Boost转换器， |
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| 将VO和VIN的值代入，升压变换器的占空比为0.5 |
| 目标提高转换器的输出功率W = 50¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½¯害怕一个½(22) |
升压变换器输出电流 |
升压变换器的负载电阻 |
升压电感的价值， |
| 升压电容的值是考虑10%的输出纹波电压计算的 |
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| 其中R是负载电阻，f是升压变换器的开关频率 |
该变换器的仿真结果 |
A.建议输入阶段的仿真结果 |
| 所提出的输入阶段的simulink模型如图6所示。在模型中，Lp1和Lp2的模拟参数设置为1100 μH, LS = 335μH, C= 47μF。 |
| 将关系算子块中的正弦波形(参考信号)与重复三角波形(载波信号)进行比较，得到MOSFETÃⅰÂ′Â′s M1和M2所需的门脉冲，并在关系算子块的输出处生成所需的脉冲，如图6所示。这些门脉冲需要交替打开MOSFET的M1和M2，即在施加电压的正周期，MOSFET M1被打开，在负半周期，MOSFET M2被打开。给反激变压器一次绕组中连接的mosfet M1和M2的栅极脉冲分别如图7(a)和7(b)所示。反激级输出电压和电流波形分别如图7(c)和图7(d)所示 |
| 输出级所需的电压幅值为70v，在输入反激级的输出处也获得相同的电压幅值。从图7(c)可以明显看出，在反激级的负载电阻上获得所需的70 V电压(稳态值)，并将其应用于输出级。此外，从图7(d)可以看出，为了得到所需的输出功率，需要获得0.73A的输出电流(稳态值)。 |
B.输出级仿真结果 |
| 从输入反激级获得的70v输出电压加到输出级的输入端子上。输出级(Boost转换器)的SIMULINK模型如图8所示。需要升压变换器将电压从70V提高到140V。输出级的MOSFET以100 kHz的开关频率开启和关闭。输出电容用于减少输出电压的纹波。Boost变换器的输出电压波形如图9所示。从图9可以看出，输入电压70V增加到140V，这是为LED照明系统供电所需要的电压。 |
| 所提出的转换器的完整simulink模型，即包括输入反激级和输出级如图10所示。从图10可以清楚地看出，整个设置有两个级联的阶段。 |
所提出的转换器的损耗和效率 |
| 根据实际考虑，所述变换器中使用的不同元件的各种损耗，即导通损耗和开关损耗，如表I所示。 |
| 从表1可以看出，二极管和MOSFET的总传导损耗分别为1.37 mW和39.6 mW。此外，可以观察到，发生在开关装置上的导通损耗小于发生在变压器二次绕组上的损耗。此外，发现开关损耗约为1.2 W。 |
| 效率à ®=(功率输出/功率输入)X 100 = 93.05% |
| 所提变换器和变换器[1]的导通和开关损耗见表II。从表ii可以看出，所提变换器的导通和开关损耗均低于变换器拓扑[1]的损耗。因此，该变换器的效率高于变换器[1]。表III给出了所提变换器和变换器[1]的效率。 |
结论 |
| 本文设计并提出了一种适用于照明应用的高效电子驱动器。所提出的转换器的设计已经进行了一个50 W的LED灯。通过SIMULINK对所设计的转换电路进行了设计和测试。利用仿真结果计算了所提出的变换器的效率和损耗，发现与文献中提出的其他变换器拓扑结构相比，所提出的变换器配置具有更好的效率。在所提出的变换器中，与其他变换器配置相比，开关组件的数量最小化。因此导通和开关损耗最小化，从而提高变换器的效率。 |
表格一览 |
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数字一览 |
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参考文献 |
- Garcia, D Gacio, M.A. Dalla-costa和A.J. calleja，“用于照明应用的新型反激式输入PFC级”，IEEE Trans。印第安纳州。电子。，vol. 49, no. 2, March/April 2013.
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- 闫文伟，许世勇，钟汉华，“利用中央无功功率控制系统的大型高强度放电灯照明网络的节能”，IEEE, 2013。印第安纳州。电子。，vol. 56, no. 8, pp. 3069–3078, Aug. 2009.
- R. Orletti, M. A. Co . D. S. L. Simonetti，和J. L. de Freitas Vieira，“减少元件数量的HID灯电子镇流器”，IEEETrans。印第安纳州。电子。，vol. 56, no. 3, pp. 718–725, Mar. 2009.
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- M. A. Dalla Costa, J. M. Alonso, J. C. Miranda, J. Garcia和D. G. Lamar，“一种基于集成buck反激转换器的单级高功率因数电子镇流器，以供应金属卤化物灯，”IEEE Trans。印第安纳州。电子。，vol. 55, no. 3, pp. 1112–1122, Mar. 2008.
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