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国际电气、电子和仪器工程高级研究杂志

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带PID控制器的交错高阶变换器

Rakesh Kumar Goudanaikar, K. Shanmukha Sundar
印度卡纳塔克邦达亚南达萨加尔工程学院EEE系
有关文章载于Pubmed，谷歌学者

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摘要

多相dc-dc变换器由于其相对于单相变换器的优点，在现代电力电子应用中得到了广泛的应用。这些优点包括降低开关器件和无源元件的电流应力，减小输出电流纹波，提高输出电压和整体效率等。通过交错连接，变换器的输出电流纹波可以显著减小。本文介绍了一种带PID控制器的交错式高阶跃DC-DC变换器的设计与仿真。变换器的控制策略是基于比例积分微分(PID)控制器。该变换器实现了较高的升压转换比，且没有极高的占空比和耦合电感的众多匝比，并降低了输入电流纹波，效率高于97%。反馈采用PID控制器，减小上升时间和稳态误差。利用SIMULINK对所提出的高阶跃交错DC-DC变换器模型和PID控制器进行了建模，并给出了仿真结果来验证所提出的方案。



关键字
交错升压，高阶跃DC-DC变换器，PID控制器。

介绍
交错连接是在主电路的输入和输出之间增加附加电路，以提高变换器的整体效率和输出电压，同时降低输入纹波和输出纹波的一种方法。
交错并不是一项新技术，早期它仅用于降压变换器拓扑，已经有许多论文描述了多相降压变换器的使用，特别是用于高性能大功率应用[1,2和3]。然而，交织的所有优点，如更高的效率，增加输出电压和减少电压/电流的输入和输出纹波，也在boost拓扑中实现。大多数用于降压应用的控制器在配置用于交错升压应用时同样适用。在[4]中采用PID控制的多相降压变换器。

文献综述
如今，交错式高阶逆变器由于其功率密度高、动态响应快[5]-[6]，已广泛应用于光伏发电、电动汽车、功率因数校正等领域。传统升压变换器的输入电流纹波与输入电感值[7]成反比，即电感值越大，输入电流纹波越小;然而，大电感值增加了低ESR电容器的总重量，必须使用[8]。交错并联结构已应用于许多高功率密度的应用[9]-[10]，以减少输入电流纹波，减小无源元件尺寸，改善暂态响应，提高功率电平。交错结构的倍频特性可以显著降低变换器的输出电容值和输入电流纹波，但输入电流纹波仍然会影响输入电源的质量，特别是在大电流应用[11]中。[12]-[13]中提出的耦合电感IBC采用耦合电感实现输入电流纹波消除，其应用在[14]中。然而，耦合电感的漏感增加了输出二极管的电流应力，引入了额外的EMI问题。介绍了一种用于IBC的软开关电路。这是一个有吸引力的解决方案，以避免耦合电感的主要缺点;然而，这种电路的控制策略太复杂，另一方面也不划算，因为小的电感值会增加转换器电容的损耗。
交错型高升压DC-DC变换器可以克服这些缺点，该变换器由两个升压变换器以交错结构连接，以实现高升压转换比，而不具有极高的占空比和耦合电感的众多匝比，降低输入电流纹波，提高效率，减少上升时间和稳态误差。

提出了转换器
所提出的转换器如图1所示。该变换器折衷了两个升压变换器以交错结构的形式相互连接，并采用PID控制器进行反馈。
该变换器由两个耦合电感T1、T2和浮动有源开关S1、S2组成，有两个主绕组N1、N3的耦合电感T1、T2与常规升压变换器的输入电感相似，电容C1、C3和二极管D1、D3接收来自N1、N3的泄漏电感能量。耦合电感T1和T2的二次绕组N2, N4与另一对电容C2, C4和二极管D2, D4与N1, N3串联，以进一步增大升压。整流二极管D5连接到其输出电容C5。
交错高阶DC-DC变换器如图1所示。这里是两相操作，这意味着它是折衷的两个升压转换器。这些升压变换器具有相同的参数和工作原理，都是180度失相工作。输入电流是两个电流的和，即输入电流被分成两条路径I1和I2。这两个变流器在不同的阶段工作。当电源打开时，它们将由泄漏电感Lk1和Lk3产生电流纹波，但由于两个转换器在不同阶段并联工作，输入纹波电流iLk1和ilk3相互抵消，它们减少了升压电感造成的输入纹波电流。因此，与单一升压变换器相比，它们将提高整体效率。在这里，两个转换器相位在输出电容C5上组合，因此输出电容电流是两个二极管电流Id2+Id4的总和，减去直流输出电流Iout，这降低了输出电容纹波Icout。因此有效纹波频率翻倍，使纹波电压降低得更容易。输出二极管D5上的电压是两个二极管电压Vd2+Vd4的和。
图1所示的PID控制器是一种广泛应用于工业控制系统的通用控制环反馈机制。PI控制器试图通过计算并输出一个纠正动作来纠正测量过程变量和期望设定点之间的误差，从而相应地调整过程。比例项使输出的变化与当前误差值成正比。比例响应可以通过将误差乘以一个常值Kp来调整，Kp称为比例增益。积分项使稳态误差减小到零，这与一般的比例控制不同。积分项与误差的大小和误差的持续时间成正比。积分项对整体控制作用的贡献大小由积分增益Ki决定。采用导数控制(Kd)可以提高系统的稳定性，减小超调量，改善系统的瞬态响应。将输出电压和参考电压求和后，交给PID控制器。PID控制器的输出与三角形脉冲相加，并作为门控脉冲传递给MOSFET。
所提出的转换器有两个特点:
1)两对电感、电容和二极管的连接提供了较大的升压转换比;
2)耦合电感的漏电感能量可以循环利用，从而提高效率，抑制有源开关的电压应力。
由公式给出了理想的PID控制器
图像
为了简化所提出的带升压级变换器的电路分析，作以下假设。
(1)耦合电感T1和T2表示为磁化电感Lm和Lm1。
(2) Lk1和Lk2为耦合电感T1的一次和二次漏电电感。
(3) Lk3和Lk4为耦合电感T2的一次和二次漏电电感。
(4)除耦合电感T1、T2的漏电感正在考虑外，其他元件均较为理想。通态电阻RDS(ON)和主开关S1的所有寄生电容被忽略，二极管D1 ~ D5的正向压降也被忽略。
(5)电容C1 ~ C5足够大，因此它们之间的电压被认为是恒定的。
(6)忽略电容C1 ~ C5的ESR和耦合电感T1、T2的寄生电阻。

所提出的转换器的工作原理
本节简要介绍了该变换器的五种工作模式，详细介绍了连续传导模式(CCM)的工作原理。一个切换周期有五种工作模式。各运行模式说明如下。
模式- I (t0 - t1)
图2(a)显示了在模式1下工作的拟议转换器。当S1和S2处于ON状态时，充磁电感Lm和Lm1通过T1和T2对电容器C2和C4连续充电。源电压Vin穿过充磁电感Lm, Lm1和主漏电感Lk1,Lk3。充磁电感Lm和Lm1通过耦合电感T1和T2将其能量传递给充电开关电容C2和C4。结果是电流ILm和ILm1减小
模式- ii (t1 - t2)
图2(b)显示了在模式2下工作的变换器。在这个过渡区间内，源电压Vin穿过充磁电感Lm,Lm1，主泄漏电感Lk1,Lk3和主绕组N1和N3，并与耦合电感T1和T2，电容C1, C2, C3和C4的副绕组N2和N4串联。充磁电感Lm和Lm1也从Vin接收能量。能量最终放电到输出电容C5和负载r。结果电流ILm和ILm1, Ilk1和Ilk3，整流二极管电流Id5增加。当开关S1和S2关闭时，该模式结束。
模式- iii (t2 - t3)
图2(c)显示了在模式3下工作的变换器。在此转换间隔期间，开关S1和S2处于OFF状态，二次漏电电感Lk2和Lk4的能量与C2和C4串联，为输出电容C5和负载r充电，存储在一次漏电电感Lk1和Lk3中的能量通过二极管D1和D3流向充电电容C1和C3。由于充磁电感Lm和Lm1从Lk1和Lk3接收能量，Ilm和Ilm1增加。二极管D1和D3导通。当泄漏电流ILk2和ILK4减少到零时，该模式结束。
模式- iv (t3 - t4)
图2(d)显示了在模式4下工作的转换器。在这个过渡时间间隔内，来自泄漏电感Lk1和Lk2的泄漏能量流过二极管D1和D3，使电容C1和C3保持充电，结果电流ILk1, ILK3和ID1, ID3不断减小。Lm和Lm1通过T1, T2和D2, D4将其能量传递给充电电容器C2和C4。二极管D1, D2, D3和D4导通。存储在输出电容C5中的能量不断地释放到负载r中，这些能量转移导致ILk1, ILK3和ILm, ILm1下降，而ILk2和ILk4增加，当电流ILk1和ILK3为零时，该模式结束。
模式- v (t4 - t5)
图2(e)显示了在模式5下工作的转换器。在这个过渡区间内，充磁电感Lm和Lm1不断地将其能量释放到C2和C4。二极管D2是导电的。励磁电感能量流经耦合电感N2、N4和D2的二次绕组，D4继续给电容C2充电。因此，iLm和iLm1正在减少。存储在电容器C3中的能量不断放电到负载r .当开关S1打开时，该模式结束。

所提出的转换器的稳态分析
为了简化稳态分析，在CCM运行时只考虑模式II和模式IV，忽略了二次侧和一次侧的泄漏电感。由图3(b)可得如下方程:
图像
图像
[10]和[11]均采用耦合电感拓扑作为集成耦合电感的升压型变换器;该技术与所提出的转换器技术类似。
在CCM工作时，S1、S2和D1 ~ D4上的电压应力为
图像

的仿真模型。提出了转换器
所述变换器的simulink模型如图3所示。它由绕组N1、N3和N2组成，N4为耦合电感的一次绕组和二次绕组T1,T2类似于传统升压变换器的输入电感，LK1 LK2 LK3 LK4为漏电感，Lm1,Lm2为磁化电感。二极管D1 D2 D3 D4 D5和电容C1 C2 C3 C4 C5存在。电容器C1 C3和二极管D1 D3接收来自N1 N3的漏电电感能量。耦合电感T1 T2的二次绕组nn4与另一对电容C2 C4和二极管D2 D4连接，与N1 N3串联，进一步增大升压电压。整流二极管D5连接到其输出电容C5。转换器的输出与参考电压相加，并将误差反馈给pi控制器。PID控制器的输出与三角脉冲相加后作为mosfet开关的门控脉冲馈送。Powergui块对于任何包含SimPowerSystems™块的Simulink模型的仿真都是必要的。它用于存储表示模型状态空间方程的等效Simulink电路。 Here the powergui used is in continues form. IT also consists of voltage measurement and current measurement block measures the instantaneous voltage and current between two electric nodes. The output provides a Simulink® signal that can be used by other Simulink blocks.

结果
电气规格为Vin = 15 V,Vo = 250 V,Fs = 50 kHz, RL = 1000Ω。C1= c2 = c3 = c4 = 47μf, c5 = 220μf。N = 8, D为55%，P=0.001,I=0.001
图4显示了二极管D1, D2, D3, D4之间的电压。x轴以秒为单位表示时间，y轴以伏为单位表示电压。由图5可知，二极管D1、D3的电压为240v，二极管D2、D4的电压为80v。二极管之间的电压可由式(20)和式(21)计算。
图像
图5显示了电容C1, C2, C3和C4之间的电压。x轴以秒为单位表示时间，y轴以伏为单位表示电压。从图5可以观察到电容C1, C3的电压为240v，电容C2, C4的电压为9v。电容之间的电压可由式(14)和式(15)计算。
图像
所述变换器的输出电压如图7所示。x轴以秒为单位表示时间，y轴以伏为单位表示电压。由图6可知，所述变换器的输出电压为250V。电压增益和效率可由式22和式23计算。
图像
图像
因此，从式(22)可以观察到，如果没有极端的占空比和耦合电感的众多匝数比，该转换器实现了较高的升压转换比;耦合电感的漏电感能量被有效地回收到负载中，并且在输出中纹波含量非常低。

结论
本文介绍并研制了一种带PID控制器的交错型高阶跃直流变换器。仿真和实验结果表明，通过交叉连接降低了输入纹波电流，使耦合电感的漏电电感的能量得到循环利用，约束了有源开关S1、S2上的电压应力，从而可以选择低导通电阻RDS (ON)。因此，所提出的转换器的效率得到了提高。从变换器来看，匝数比n=8，占空比D为55%;因此，该变换器在没有极端占空比和匝数比的情况下，获得了较高的升压增益，并且由于在反馈中使用了PID控制器，从而减少了升压时间和稳态误差。实验结果表明，该变换器的效率可达97%。

数字一览
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图1 图2 图2一个 图3
图4 图5 图6
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参考文献













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