关键字 |
| 磁滞带脉宽调制控制器(HPWM)、感应电机间接矢量控制(IVCIM)、电压源逆变器(VSI) |
介绍 |
| 为异步电动机(IM)驱动提供变频变压三相逆变器是实现调速的有效途径。它可以通过直流电压链接通过电流控制逆变器获得。为了在磁芯中保持适当的磁性条件，施加的电压/频率比必须是恒定的 |
| 逆变器输出电压[6]的控制方法有:(1)交流输出电压的外部控制。(ii)直流输入电压的外部控制。如果可用电压为直流，则输入到逆变器的直流电压通过斩波控制。这种方法由于损耗大、效率低、成本高、复杂等原因，使用较少。(三)逆变器内部控制逆变器自身内部控制。最有效的方法是通过逆变器内使用的脉冲宽度调制(PWM)控制。PWM逆变器非常流行，在所有工业应用中应用最广泛。本文采用HBPWM控制对逆变器的输出电压进行控制 |
| 详细讨论了PWM的原理、PWM技术的不同方法和HBPWM控制器，并在SIMULINK/MATLAB中描述了HBPWM控制器的建模。给出了逆变器采用HBPWM电流控制器的IVCIM仿真框图，并给出了仿真结果。 |
脉宽调制控制 |
| 在这种方法中，给逆变器一个固定的直流输入电压，通过调节逆变器组件的通断周期来获得一个可控的交流输出电压。采用PWM原理的逆变器称为PWM逆变器。PWM技术的特点是恒幅脉冲。通过对这些脉冲的宽度进行调制，实现对逆变器输出电压的控制，并降低其谐波含量。PWM技术的优点是:(1)无需任何附加元件即可实现输出电压控制;(2)在控制输出电压的同时，可以消除或最小化低阶谐波。由于高阶谐波可以很容易地滤波，滤波要求被最小化 |
| 这种方法的主要缺点是scr价格昂贵，因为它们必须具有较低的打开和关闭时间。这是工业应用中最常用的控制逆变器输出电压的方法。[２] |
PWM技术的类型 |
| 有几种类型的PWM技术[4]正弦脉宽调制(SPWM)，选择谐波消除(SHE)脉宽调制，最小纹波电流脉宽调制，空间矢量脉宽调制，滞回带电流控制脉宽调制(HBPWM)，带瞬时电流控制的正弦脉宽调制，σ - δ调制。 |
| 迟滞带电流控制PWM由于其实现简单、瞬态响应快、直接限制器件峰值电流和对直流链路电压纹波的实际不敏感以及允许较低的滤波电容而被广泛使用。 |
HBPWM电流控制 |
| HBPWM基本上是一种瞬时反馈的PWM电流控制方法，实际电流在指定的迟滞带内连续跟踪命令电流。[3] |
| 图1给出了半桥逆变器HBPWM的工作原理。控制电路产生所需大小和频率的正弦参考电流波，并与实际相电流波进行比较。当电流超过规定的迟滞带时，半桥的上开关关闭，下开关打开。结果输出电压从+0.5Vd过渡到-0.5Vd，电流开始衰减。当电流越过下带限时，下开关关闭，上开关打开。因此，通过上下开关的来回切换，实际电流波被迫跟踪迟滞带内的正弦波参考波。逆变器本质上成为一个峰值到峰值电流纹波的电流源，它被控制在不受Vd波动影响的迟滞带内。峰峰间电流纹波和开关频率与磁滞带宽度有关。HBPWM逆变控制方法如图2所示。HBPWM控制器的输入是三相电流误差，输出是PWM逆变器的开关模式。 k in the figure represents the normalization factor and is used for the purpose of scaling the current error input to the HBPWM controller. PS is the pulse separation circuit for the separation of pulses to the IGBTs in the upper and lower leg of the inverter.[4] |
| 滞环电流控制器根据规则[7]向逆变器输出脉冲 |
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| 否则，保持相同的状态。其中m=a, b, c相i为负载电流，直流V为逆变器直流链路电压[3] |
| 这种方法的主要缺点是PWM频率不是恒定的，因此会产生非最优谐波。 |
HBPWM电流控制器的Simulink模型 |
| 基于SIMULINK/MATLAB的HBPWM电流控制器框图如图4所示。确定三个相的电流误差，并为每个相采用一个迟滞块。HBPWM控制器的输出是脉冲，给逆变器馈送3 ø IM。滞环块可在SIMULINK库中用于不连续块和定点块集 |
采用HBPWM控制器实现ivcim驱动的Simulink模型 |
| 为了说明HBPWM电流控制器的工作原理，建立了基于HBPWM电流控制器的IVCIM驱动器的仿真模型并进行了仿真。模型如图5所示。IM模块可在SIMULINK库中的Sim Power Systems模块集中使用。电机规格可以通过双击块来指定。IM为鼠笼型，选择同步参考系。电机块内部d-q建模。[5] |
| 系统的参考输入是参考转速(ωref)，单位为弧度/秒，磁链(flux*)和负载转矩(load torque)。所需的输出是发展电磁转矩(Te)和转子转速(ωm)。 |
矢量控制器 |
| 矢量控制器的输入是转子参考磁链(flux*)和参考转速与实际电机转速之差(ωerr)。Flux*用于生成id *。Ids *为控制电流到控制id，其中Ids为定子电流的d轴分量。图6显示了IM驱动器的矢量控制器。 |
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| Iqs *为控制Iqs的控制电流，其中Iqs为定子电流的q轴分量。ïÂ。·err用于使用算法计算智商*。PI控制器用于从ï ·err生成参考转矩Te *。所选PI控制器的增益常数KP和KI分别为16和32，由性能决定。转子磁链由式(5)计算 |
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| 在计算参考转子磁链时，忽略了磁链的动态部分。这是因为转子磁链在稳态下是恒定的。智商*是用Te *和flux*计算的。 |
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| 利用转子磁链Phir(转子磁链)和定子电流q轴分量iqs(定子电流q轴分量)，由下式4计算出转速ωsl，单位为rad/sec |
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| 同步速度ωe和theta分别用公式5和6计算。 |
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(ABC-DQ) TRASNFORMATION |
| a-b-c到d-q的转换可以通过如图7所示的SIMULINK模型实现。 |
| a-b-c到d-q变换的变换矩阵由下式13给出 |
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(DQ-ABC)转换 |
| d-q到a-b-c的转换可以通过如图8所示的SIMULINK模型实现。 |
| d-q到a-b-c变换的变换矩阵由式(14)给出。 |
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仿真结果与讨论 |
| 考虑了采用HBPWM控制器与逆变器和以下规格的IM的IVCIM驱动器的仿真结果。 |
| 逆变器:直流链路电压(Vdc) = 428.76V |
| 直流链路电压Vdc应在1.453VL左右，其中VL为线路电压的均方根值。 |
| 采样时间(Ts): 1.8μs, HBPWM电流控制器的滞回带宽为0.03。 |
| 感应电机:三相6hp 440v 4极频率:50hz定子电阻(rs): 0.007 ohm转子电阻(rrL) ecnatcudni egakaeL rotatS .mho 820.0:(Ã) ³):0.8 mH转子漏感(Llr gnizitengaM . hm 8.0:(Ã) ³电感(Lm):34.7 mH |
| 电机具有较高的启动转矩，约为负载转矩的10 ~ 12倍。但是从图中可以看出，启动扭矩是加载扭矩的三倍。在生成iq *的矢量控制器电路中，使用PI控制器产生参考转矩，设置饱和极限为负载转矩的3倍。 |
| 从图中可以看出，负载中的扰动甚至在驱动器达到扰动后速度160 rad/sec之前就已经给出了。现在，如果驱动器不受任何进一步的干扰，它就会稳定在3.277秒左右。但是在2.2秒的速度下，50拉德/秒的阶跃干扰会使驱动器稳定在3.5秒左右。 |
| HBPWM控制器，当负载转矩和速度分别在1.9秒和2.2秒有阶跃扰动时。负载扭矩扰动前后分别为100 N-m和150 N-m。这种倾角可以通过适当选择PI控制器的增益常数，产生参考扭矩Te *来减小。当电机转速达到参考值100 rad/sec时，发展转矩达到最终值170 N-m。 |
| 从图13和图14(a)中可以看出，当输入到HBPWM控制器的电流误差k=1未归一化时，IM定子的输入电流是平滑的，但当归一化因子k=0.003时，IM定子的输入电流失真，发展转矩中的转矩脉动增大。图3.14(b)显示了图3.14(a)中定子电流的放大部分。进一步的归一化导致输入电流进一步失真，转矩波形中的脉动增大。 |
| 如果任何一个输入到HBPWM电流控制器为零，IM驱动器停止工作，因为IM电机的输入电流变为零。图15中的图表显示了当输入到HBPWM电流控制器的a相电流误差为零时电机的输入电流。 |
| 在IVCIM驱动器中使用HBPWM控制器的逆变器的开关损耗通过定义比值α计算如下: |
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| 总谐波失真: |
| 总谐波失真(THD)是一种测量波形与其基波之间形状接近程度的方法 |
组件，并定义为 |
| 式中，n I =电流第n次谐波分量的均方根值。I =总电流的RMS值。在滞环带宽为0.02和0.5时，使用HBPWM控制器的IVCIM定子输入电流的总谐波畸变% (%THD)如表1所示: |
结论 |
| 本文讨论了HBPWM电流控制器的工作原理，并在SIMULINK中对其进行了建模。作为应用，本文对一个IVCIM驱动器进行了建模，并给出了结果。HBPWM电流控制器的滞回带宽为0.02。IVCIM的转速、转矩响应、定子电流波形、逆变器开关损耗和定子电流%THD。 |
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