关键字 |
| 空间矢量脉宽调制(SVPWM),三相逆变器,总谐波失真(THD),切换压力。 |
我的介绍。 |
| 三相电压源逆变器广泛应用于变速交流电动机驱动应用程序,因为他们提供变压变频输出通过脉冲宽度调制控制[1][2]。使用最广泛的PWM方法是舰载sine-triangle PWM方法因简单实现在两个模拟和数字实现[2][3]。然而在这个方法中直流总线利用率很低(0.5 vdc)。这导致了客观的调查其他技术改进的直流总线利用率[1][3]。PWM技术称为空间矢量PWM基于空间矢量理论提出了de Broeck出版社(1988年)和小笠原出版社(1989)提供性能优越承运人的sine-triangle PWM技术相比我更高的直流总线利用率和更好的谐波性能[3]。此外,这种技术提供了更方便的数字实现。研究PWM方案加剧了在过去的几十年。调制技术的主要目的是获取一个变量与最大基本组件和最小输出谐波[3][4]。 |
| 未充分利用直流总线电压的问题导致了发展的三阶harmonic-injection PWM (THIPWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM) [5] [6]。1975年,Buja发展这种改进正弦脉宽调制技术,添加第三个订单正弦参考信号中谐波含量增加导致15.5%的利用率直流总线电压。1988年,Van Der Broeck了SVPWM技术也直流总线电压的利用率提高了15.5%。这两种技巧也有类似的结果,但是他们的实现方法是完全不同的[7][8]。随着微处理器的发展空间已经成为最重要的一个三相逆变器PWM方法[9][10][11]。的最大峰值基本量SVPWM技术是增加约90.6%的最大电压相比,传统的正弦调制[12][17]。 |
| 在本文中有详细讨论2基于SVPWM的三相电压源逆变器感应电动机。在所有的研究论文讨论了三相电压源逆变器的性能分析感应电动机由2级空间只有一个可能的开关序列。但有四种可能的开关有2级的空间序列。本文试图专注于三相电压源逆变器的性能特点美联储感应电动机在所有四种可能的开关序列。使用MATLAB / SIMULINK仿真分析其性能和比较结果。结果参数是直流总线利用率,逆变器的效率、负载电压和负载电流。 |
| 摘要组织十部分。第二部分给出了小介绍录音SVPWM原理。第三部分介绍了开关时间的计算涉及的步骤。第四部分介绍了第一个可能的开关序列和开关时间的计算和输出波形。第五部分介绍了第二个可能的开关序列和开关时间的计算和输出波形。第六部分介绍了第三个可能切换序列和开关时间的计算和输出波形。第七部分介绍了第四可能切换序列和开关时间的计算和输出波形。第八部分显示了比较的结果的所有四种可能的转换序列。第九部分显示了该方案的扩展的Z -源和T -源逆变器。部分X总结了纸。 |
二世。SVPWM原理的 |
| 空间矢量调制(SVM)最初被开发为一个矢量脉宽调制(PWM)方法对三相逆变器。这是一个更复杂的技术来生成正弦波,它提供了一个更高的电压较低的电机谐波失真[13]。调制技术的主要目的是获取变量输出最大基本组件最小谐波。SVPWM方法提前:计算密集的PWM方法和可能的最佳技术变频驱动的应用程序。 |
| 脉冲宽度调制的原理解释了通过使用图1 [18]。图1(一个)显示的电路模型具有中心抽头的单相逆变器直流接地总线。图1 (b)说明了脉冲宽度调制原理。 |
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| 从图1 (b),逆变器输出电压是由以下方法。 |
| 1。当V控制>三角形意味着农村村民= VDC / 2 |
| 2。当V控制<三角形意味着农村村民= vdc / 2 |
| 逆变器输出电压具有以下特性。 |
| 1。PWM频率一样V三角形的频率。 |
| 2。V峰值振幅控制的三角形。 |
| 3所示。V的基本频率控制的频率控制。 |
| 4所示。调制指数(M)被定义为 |
| M = Vcontrol / Vtriangle; 0≤≤1 |
| 电路模型的一个典型的三相电压源逆变器图2所示。S1 S6的罪恶的电力开关形状输出,这是由开关控制的变量,一个b, b, c, c”。当一个上层开关(a, b, c)开启ie), b和c = 1,相应的降低开关(a, b, c)关掉自己ie), b和c = 0。上面的开关和低开关互补。因此上下开关的开关状态决定了输出电压[18]。空间是一种不同的方法从基于空间矢量PWM调制电压在α-β平面的代表。 |
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| 空间矢量的概念,这是源自于感应电动机的旋转磁场,用于调节逆变器的输出电压。在调制技术三个阶段数量可以转换为其等效两阶段数量在同步旋转坐标系或固定框架。从这些阶段组件,可以找到参考矢量大小,用于调制逆变器输出[6][13][16][19]。获得旋转空间矢量的过程是在下一节中解释。考虑到静止的参考系,让三相正弦电压组件 |
| 弗吉尼亚州= Vmsinwt |
| Vb = Vmsin (wt-2π/ 3) |
| Vc = Vmsin (wt-4π/ 3)(1) |
| 当这些三相电压应用于交流电机产生旋转磁通在交流电机的气隙。这个旋转合成通量可以表示为一个旋转电压矢量。的大小和角度旋转矢量可以通过找到克拉克的转换,如图3所示。这给abc坐标系之间的关系到静止的参考系[18]。 |
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| 和“f”表示电压或电流变量。 |
| 交换变量向量之间的关系(a b c) T和相间电压向量[还有Vab Vbc Vca] T等于 |
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| 也交换变量向量之间的关系(a b c) T和相电压向量(Van Vbn Vcn] T等于 |
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| 通过引用的图2可能有八个开关的组合模式的三个上电源开关。低功率设备的开关状态是相反的上,所以很容易确定一旦确定上电源开关的状态。根据方程3和4,8个开关向量,输出线中性电压(相电压)和输出线与线电压的直流环节Vdc - 1表中给出。图4显示了八个逆变器电压矢量(V0 V7)。 |
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| 为180°的操作模式,存在六个开关状态和另外两个状态,使上臂或降低武器的所有三个开关。这些八个州以二进制代码(一个0表示),它必须有三位(2 3 = 8)。而且,一如既往地上下开关承诺以互补的方式,它足以代表的地位上或下臂开关[18]。在下面的讨论中,地位上桥开关将会代表和较低的开关是互补的。让“1”表示开关和“0”表示开关。表1给出了不同阶段的细节和线电压的八个州。 |
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如图3所示。这个变换相当于一个正交的投影(a b c)将二维垂直于T到向量(1 1 1)T(相当于dq飞机)在三维坐标系。因此,六个非零向量和两个零向量是可能的。六个非零向量(V 1到6)急剧的轴六角图3中所描绘的一样,和负载供电。任何相邻两个非零向量的夹角是60度。与此同时,两个零向量(V 0和7),在原点和零电压应用于负载。八个向量称为基本空间向量,用(V V V 0, 1, 2, 3, 4 V, V, V, V 7)。同样的转换可以被应用到所需的输出电压所需的参考电压矢量, dq的飞机。SVPWM技术的目标是近似参考电压矢量使用八个开关模式。一个简单的近似法是生成的平均输出逆变器在小周期T V的一样,裁判在同一时期[6][13]。以下公布代表行业的识别向量的位置。这个公布代表所有的八个向量和部门60°相互位移。 |
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三世。各种SVPWM的开关时间计算涉及的步骤 |
| 通过引用上面的入门SVPWM原则的一部分,SVPWM可以通过以下步骤实现。第一步是生成三相波形Va、Vb, Vc通过引用方程1。 |
| 弗吉尼亚州= Vmsinwt |
| Vb = Vmsin (wt-2π/ 3) |
| Vc = Vmsin (wt-4π/ 3) |
| 其中w = 2πf和f = 50赫兹。 |
| 第二步是将abc参数转换成dq参数 |
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| 第三步是计算Vref大小和角度(α)值方程5。 |
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| 第四步是确定的部门参考电压空间矢量。有必要知道部门的参考输出是为了确定切换时间和顺序。识别参考矢量所在的部门是直接的。相对应的相电压切换八个州:六个非零向量和两个零矢量在原点。根据参考电压,参考矢量的角度可以确定该行业按照表2 [18]。 |
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| 第五步是开关时间计算:确定助教的时间,结核病和。考虑部门1中的参考向量,如图6所示。 |
| 伏秒积1扇区可以写成 |
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| 在哪里 |
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| 方程7可以写成 |
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| 从方程8 |
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| 代入方程9方程我们得到T1 |
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| n = 1、2…6和α= 0到60°。图6显示了引用1扇区相邻向量的向量作为一个组合。下面表3给出了Vref的确切位置和它的停留时间在每个部门[18]。 |
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| 详细的线路图对三相电压源逆变器两个水平图7中给出了感应电动机驱动。这个线路图是常见的所有可能的转换序列。 |
第四,第一个可能的开关序列及其开关时间计算 |
| 空间向量,选择和切换次数或停顿时间计算,下一步安排是可能的转换序列。一般对于一个给定的切换序列设计不是独一无二的,但它应该满足以下两个要求设备的最小化切换频率[13][14]。 |
| 一)切换从一个状态转换到下一个只涉及两个开关在同一变频器的腿,一个被打开和其他被关闭了。 |
| b)的过渡在空间矢量图从一个部门到另一个不需要或最小数量的开关。 |
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| 以空间矢量图所示的两级逆变器应满足上述两个条件。这个空间矢量图是常见的四种可能的转换序列。只改变在这个空间矢量图是参考矢量旋转的各种可能在每一个领域。 |
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| 第一个可能的开关序列在每个部门,从[000]交换序列,也结束于[000]交换序列。这将是如图8.1所示。七段切换序列和开关时间计算为每个部门每个开关如图9.1 - 9.6所示。 |
| 图9.1到9.6显示了一个典型的七段切换序列和逆变器输出波形在每一个领域。 |
在这里合成了 采样周期t分为7个部分为选定的向量。以下可以观察到。七段的停留时间采样周期,Ts = Ta +结核+ T0。设计要求(一)满意。例如从[000][100]是通过关闭S1, S4,只涉及两个开关。冗余切换状态错误!书签没有定义。利用减少每个采样周期转换的数量。为T0/4段中心的采样周期,开关状态选择[111],而对于双方T0/4段,使用国家[000]。每个逆变器的开关打开和关闭每个采样周期。 The switching frequency fsw of the devices are thus equal to the sampling frequency fsp, ie) fsw = fsp = 1/Ts [13] [14]. The performance parameters of the three phase two level inverters are measured and shown in the figure 16. |
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诉第二个可能的开关序列及其开关时间计算 |
| 第一个可能的开关序列在每个部门,从[111]交换序列,也结束于[111]交换序列。这将是图10所示。 |
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| 七段切换序列和开关时间计算为每个部门每个开关如图11.1 - 11.6所示。图11.1到11.6显示了一个典型的七段切换序列和逆变器输出波形在每一个领域。在这里合成了采样周期t分为7个部分为选定的向量。以下可以观察到。七段的停留时间采样周期,Ts = Ta +结核+ T0。设计要求(一)满意。例如从[111][110]是通过关闭S5, S2,其中包括只有两个开关[13][14]。冗余切换状态错误!书签没有定义。利用减少每个采样周期转换的数量。为T0/4段中心的采样周期,开关状态选择[000],而对于双方T0/4段,使用国家[111]。每个逆变器的开关打开和关闭每个采样周期。 The switching frequency fsw of the devices are thus equal to the sampling frequency fsp, ie) fsw = fsp = 1/Ts [13] [14]. The performance parameters of the three phase two level inverters are measured and shown in the figure 16.The sampling period Ts is divided into seven segments for the selected vectors. The following can be observed. The dwell time for the seven segments adds up to the sampling periods, Ts = Ta + Tb + T0. The design requirement (a) is satisfied. For instance the transition from [111] to [110] is accomplished by turning S5 ON and S2 OFF, which involves only two switches [13] [14]. The redundant switching state Error! Bookmark not defined. are utilized to reduce the number of switching’s per sampling period. For T0/4 segment in the center of the sampling period, the switching state [000] is selected, whereas for the T0/4 segments on both sides, the state [111] is used. Each of the switches in the inverter turns ON and OFF once per sampling period. The switching frequency fsw of the devices are thus equal to the sampling frequency fsp, ie) fsw = fsp = 1/Ts [13] [14]. The performance parameters of the three phase two level inverters are measured and shown in the figure 16. |
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VI。第三个可能切换序列及其开关时间计算 |
| 第三个可能的开关序列在每个部门就像从[000111]交换序列,也结束于[000111]交换序列。这将是图12所示。 |
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| 七段切换序列和开关时间计算为每个部门每个开关如图13.1 - 13.6所示。图13.1到13.6显示了一个典型的七段切换序列和逆变器输出波形在每一个领域。在这里合成了采样周期t分为7个部分为选定的向量。以下可以观察到。 |
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| 七段的停留时间采样周期,Ts = Ta +结核+ T0。设计要求(一)满意。例如从[000111][100110]是通过关闭S1, S5,只涉及两个开关。冗余切换状态错误!书签没有定义。利用减少每个采样周期转换的数量。为T0/4段中心的采样周期,选择开关状态(000、111),而对于双方T0/4段,美国使用[111000]。每个逆变器的开关打开和关闭每个采样周期。设备的开关频率的焊因此等于采样频率fsp, ie)焊= fsp = 1 / Ts [13] [14]。三阶段两级逆变器的性能参数测量和图16所示。 |
七世。第四个可能的开关序列及其开关时间计算 |
| 第四个可能的开关序列在每个部门,从[111000]交换序列,也结束于[111000]交换序列。这将是图14所示。七段切换序列和开关时间计算为每个部门每个开关如图15.1 - 15.6所示。图15.1到15.6显示了一个典型的七段切换序列和逆变器输出波形在每一个领域。在这里合成了采样周期t分为7个部分为选定的向量。以下可以观察到。 |
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| 七段的停留时间采样周期,Ts = Ta +结核+ T0。设计要求(一)满意。例如从[111000][110011]是通过关闭S1, S5,只涉及两个开关。冗余切换状态错误!书签没有定义。利用减少每个采样周期转换的数量。为T0/4段中心的采样周期,选择开关状态(000、111),而对于双方T0/4段,美国使用[111000]。每个逆变器的开关打开和关闭每个采样周期。设备的开关频率的焊因此等于采样频率fsp, ie)焊= fsp = 1 / Ts [13] [14]。三阶段两级逆变器的性能参数测量和图16所示。 |
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八世。所有四种可能的转换序列的比较结果 |
| 调制技术的主要目的是获取变量输出最大基本组件最小谐波。SVPWM技术的目的是提高基本输出电压和三相电压源逆变器的谐波含量减少。在本文中有不同的切换方案的可能性在两层空间比较近似。仿真软件模型已经开发了两个级别的三相电压源逆变器SVPWM调制。在MATLAB / SIMULINK进行仿真工作。 |
| 使用仿真参数;交流输入电压= 440 v,基本频率= 50 hz, ODE求解器=数值(Dormand-Prince),开关频率= 12 kHz,调制指数= 0.87,额定功率= 3惠普,类型的电动机=三相鼠笼式感应电动机,=向前欧拉离散求解模型,参考帧=固定定子电阻= 0.4355Ω,定子电感= 4 mh,转子电阻= 0.816Ω,转子电感= 2 mh、过滤=二阶滤波器。三相电压源逆变器的结果美联储感应电动机驱动器的所有可能的开关组合给出如下。 |
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| 两层SVPWM调制三相逆变器的性能进行了分析,考虑的参数。下面给出了每个参数的比较报表。 |
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| 从比较结果我们可以得出结论,没有三相逆变器的性能变化感应电动机驱动。我们可以使用任意切换序列控制三相逆变器的速度感应电动机驱动。结果显示清晰的所有性能参数有相同的值在每个开关序列的方法。 |
第九。Z-SOURCE和T-SOURCE逆变器SVPWM技术 |
| 上述部分代表记录SVPWM的基本概念、各种开关序列SVPWM和2级三相电压源逆变器的性能美联储感应电动机驱动。相同的概念可以在Z -源逆变器(ZSI)和T-Source逆变器(TSI)也。切换的过程序列一样ZSI和TSI三相电压源逆变器除了引入射杀尽管ZSI零状态。以下后续论文应该详细解释这些概念。 |
x的结论 |
| SVPWM技术只能应用于三相逆变器,它增加了整个系统的效率。SVPWM用于控制机器的开关变换器。这种方法的优点包括更高的调制指数,降低切换损失,减少谐波失真与变频调速相比。因此SVPWM研究近年来广泛,这使得三相逆变器最受欢迎的方法之一,因为它有一个基本的输出电压高于SPWM相同的直流总线电压。SVPWM明显比SPWM约15.5%。然而,实现SVPWM技术是复杂的,尤其是在过调制区。但是SVPWM技术已成为最受欢迎的三个阶段和重要的PWM技术VSI控制交流感应。本文提供了一个彻底的对每个技术特别注重空间的操作在所有四种可能的开关序列。本文仿真软件模型在所有四个开关序列在MATLAB / Simulink环境中开发和测试。探讨每个开关序列的优缺点及其仿真结果进行比较和分析,策划的输出谐波谱各种输出电压和计算他们的总谐波失真(THD)。 As seen from the simulation results the DC bus utilization will be same for all the four possible switching sequences, but the THD will be varied for every switching sequence. From the simulation results we can come to the conclusion like, there is no changes in the performance of three phase VSI fed induction motor drive. We can use any switching sequence for control the speed of three phase VSI fed induction motor drive. The results show clearly all the performance parameters are having the same values in each method of switching sequences. In the future researches there are some possibilities are available for implementing the same switching sequence in three phase ZSI and TSI. Definitely the performance of ZSI and TSI will be varied with respect to its different switching sequences. |
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dq的飞机。SVPWM技术的目标是近似参考电压矢量
采样周期t分为7个部分为选定的向量。以下可以观察到。七段的停留时间采样周期,Ts = Ta +结核+ T0。设计要求(一)满意。例如从[000][100]是通过关闭S1, S4,只涉及两个开关。冗余切换状态错误!书签没有定义。利用减少每个采样周期转换的数量。为T0/4段中心的采样周期,开关状态选择[111],而对于双方T0/4段,使用国家[000]。每个逆变器的开关打开和关闭每个采样周期。 The switching frequency fsw of the devices are thus equal to the sampling frequency fsp, ie) fsw = fsp = 1/Ts [13] [14]. The performance parameters of the three phase two level inverters are measured and shown in the figure 16.
