基于七电平逆变器的并联混合有源电力滤波器拓扑结构的谐波抑制

* G。Jayakrishna¹, B.Vamsipriya²

印度安得拉邦普特尔市悉达多工程技术学院电子电气工程系教授
印度安得拉邦普特尔市悉达多工程技术学院EEE系研究生

摘要

提出了一种基于三相非对称级联七电平逆变器(ACSLI)的并联混合有源电力滤波器(SHAPF)拓扑结构，用于中压试验系统(MVTS)的谐波抑制。所提出的SHAF拓扑由基于ACSLI的并联有源电力滤波器(SAPF)和并联无源滤波器(SPF)组成，并与负载并联。SHAPF拓扑结构可以补偿由非线性负载引起的谐波电流。补偿过程基于同步参考系理论(SRFT)的概念进行参考补偿电流估计，载波开关频率次谐波脉宽调制(CSFSHPWM)为ACSLI产生开关信号，模糊逻辑控制器(FLC)用于保持直流母线电容电压恒定。为了提高基于ACSLI的有源滤波器的谐波滤波性能，分别采用了单调谐、双调谐和高通三种类型的并联无源滤波器。通过MATLAB/SIMULINK的MVTS仿真验证了所提出的SHAPF拓扑结构，并给出了结果。

关键字

非对称级联七电平逆变器，并联混合式有源电力滤波器，同步参考系理论，模糊控制器，并联无源滤波器。

介绍

工业中高压非线性负荷的使用日益增多，导致线路电流谐波污染，损耗增加，系统性能和效率低下。传统的双电平有源滤波器由于半导体反向电压额定值的限制，高功率损耗，高dv/dt会引起开关噪声，从而对通信系统产生电磁干扰，以及电子和电气系统的绝缘退化[1]，在中高压应用中存在局限性。多电平逆变器(MLI)的发展已成为无功补偿和提高电能质量的选择。多电平逆变器拓扑，如二极管箝位，飞行电容器和级联h桥逆变器在文献[2]中可用。在这些拓扑结构之外，级联多电平逆变器需要更少的组件来产生相同数量的电平[3]。级联逆变器被改进为非对称级联多电平逆变器(ACMLI)拓扑，以减少每个直流电源在不同电压电平[4]下驱动的开关数量。定义“S”为单元号，n=1,2，…S，将acmli分类为具有(2S-n)* VDC因子和具有(3S-n)*VDC因子的MLI。本文采用(2S-n)* VDC因子的MLI作为SAPF。在这种配置中，直流电压源的幅度将增加一个因素(2S-n)。输出波形的电平数等于(2S+1 -1)[5]。 In active power filter application there is no need of active power output from the inverter, therefore a separate DC source for each converter bridge is not required. Hence in this paper single DC source is used and the other storage device is replaced by a capacitor.

基于shapf的acsli操作

基于ACSLI的SHAPF补偿测试系统如图1所示。它由一个三相中压交流电源通过一根线连接到非线性二极管整流负载。基于ACSLI的SAPF和并联无源滤波器与负载并联。在有源电力滤波器的运行中，通过谐波检测电路导出负载电流的谐波分量，并将其反向作为参考补偿电流。然后生成ACSLI的开关信号，使有源滤波器的交流侧输出电流正确地跟踪参考电流，并提供负载的谐波电流，使源电流不含谐波，趋近于正弦。在有源滤波器的基础上，将SPF与负载并联，对所选谐波进行旁路传递，从而减轻有源滤波器的负担，提高有源滤波器的滤波性能。

基于acsli shapf补偿的MVTS Simulink模型

该测试系统由电压为4500v(峰值)和频率为50hz的三相交流电源组成，通过15mH/相的电源和线路组合电抗连接到非线性二极管整流负载。二极管整流器直流侧R-L负载为20欧姆，0.1 mH。

A.三期ACSLI

三相ACSLI由两个h桥单元，即1.5kV低压单元和3kV高压单元串联而成。每个h桥单元由4个带反平行二极管的igbt构成。由于VHV是VLV的两倍，它的输出波形可产生+4.5kV、3 kV、1.5 kV、0、-1.5 kV、-3 kV和-4.5 kV七个电平。高压单元采用3kv直流电源作为存储设备，低压单元直流侧采用4000 μF电容作为存储设备。根据电容负载时间常数为基本周期[5]的十倍的一般原理，取足够大的直流母线电容值，使其电压变化最小。

B. ACSLI控制策略

ACSLISAPF的控制策略包括估计参考补偿电流的SRFT、产生门控信号的CSFSHPWM和保持低压电池电容电压恒定的FLC。

1)同步参考系理论(SRFT):估计参考补偿电流[6]最常用的方法是时域方法，即瞬时无功功率理论和同步参考系理论(SRFT)。SRFT利用Park变换将三相系统的电压和电流变量转换为平稳参考系。三相系统的有功分量和无功分量分别用直接分量和正交分量表示。基本分量转换为直流分量，通过滤波可以很容易地分离出来。采用这种技术的系统非常稳定，因为控制器主要处理直流量，计算是瞬时的[7]。设三相交流源电流为Isa、Isb、Isc，非线性负载电流为ILa、ILb、ILc，有源滤波器补偿电流为Ifa、Ifb、Ifc。a-b-c参考系中的负载电流可以通过Park变换转换为d-q参考系，如式(1)所示

这些电流可分解为直流分量和谐波分量，如式(2)所示。

负载电流的谐波分量由低通滤波器和总负载电流减去LPF输出得到，如eqn所示。（3）.

通过应用逆Park变换将这些参考电流转换为a-b-c坐标，如eqn所示。（4）.

用于估计参考补偿电流的SRFT的SIMULINK模型如图3所示。低通滤波器的截止频率选择为75hz。

2)载波开关频率次谐波PWM: MLIs最常用的调制技术有选择性谐波消除法[8]、空间矢量PWM法和基于载波的PWM方法[9,10]，其中由于CSFSHPWM响应快、计算简单且适用于MLIs，本文采用了CSFSHPWM。CSFSHPWM相位a的MATLAB/SIMULINK模型如图4所示。该技术采用6个频率为2 kHz、幅值为0.33、垂直位移的三角形信号作为载波信号，利用补偿参考电流估计器得到的正弦电压波形作为调制信号，如图5所示。参考波形的峰值振幅为Am，频率为fm，其零点位于载波集的中间。参考信号不断地与每个载波信号进行比较。如果基准载波信号大于“s”，则有源器件对应的该载波被关闭。在多电平逆变器中，调幅指数“Ma”和频率比“Mf”定义为

3)基于模糊逻辑的低压电池直流电压控制器:各种类型的控制器，如比例积分(PI)，自适应，神经和模糊逻辑控制器(FLC)用于直流母线电压调节在文献[11]中得到了很好的介绍。由于模糊控制规则不是来自系统行为的启发式知识，既不需要精确的数学模型，也不需要复杂的计算，而是基于类似人类的语言术语，以IF-THEN规则的形式来捕捉非线性系统动态，因此本文采用FLC来控制LV Cell直流母线电容电压。低压电池直流母线电压与参考电压1.5 kV进行比较，产生误差信号。将误差及其导数应用于FLC，得到控制信号，再应用于参考补偿电流估计器，控制VSI的门控信号，以保持低压电池直流母线电容电压恒定。

FLC的两个输入和输出分别使用负大(NB)、负中(NM)、负小(NS)、零(ZE)、正小(PS)、正中(PM)、正大(PB) 7个三角隶属函数。输入输出变量隶属度值如图6所示。每个输入有7个语言变量，因此有49个输入标签对。表1给出了将49个输入标签对中的每一个与各自的输出标签相关联的规则表。本文采用Mamdani类型的模糊推理引擎，采用质心法进行模糊化。

C.并联无源滤波器(SPF):

它与负载并联，以消除一些选定谐波的影响。采用单调谐滤波器、双调谐滤波器和高通滤波器三种类型的并联无源滤波器，其配置如图7所示。在第一种情况下，SPF是通过使用两个单调谐无源滤波器在每个相位并联并调谐吸收负载电流中的第5和第7次谐波电流来构建的。五阶滤波器由串联的R-LC分支和电容(C5)、电感(L5)和电阻(R5)组成，七阶滤波器由R7、L7和C7串联组成。滤波器的质量因子选取为75，滤波器电容值固定为30μF[12]。单调谐无源滤波器的参数值为R5=0.2829Ω， L5=13.504 mH, C5 =30μF, R7= 0.2021Ω， L7= 6.892 mH, C7 =30μF。

双调谐滤波器在Q = 75时吸收5、7次谐波电流的设计参数为C=30μF, L=9.64mH, R= 1344.65欧姆。在截止频率为50Hz、质量因数为75时，高通无源滤波器的设计参数为C = 30μF、R=70.73欧姆、L=2mH。

结果与讨论

首先给出了无补偿的MVTS的仿真结果，然后给出了基于基本ACSLI的SAPF补偿和基于ACSLI的SHAPF补偿。比较了基于ACSLI的SAPF和基于ACSL的SHAPF采用不同的无源滤波器对MVTS谐波抑制的性能。

A.没有任何补偿的中压测试系统结果

从图8(a)可以看出，二极管整流负载所引出的电流发生了严重的畸变，且明显偏离正弦波形，源电流和源电压也发生了畸变，如图8(b)和图8(c)所示。

源电压波形中的失真是由于源电感和线路电感的存在以及由负载引起的失真电流。如图8(d)谐波谱所示，a相源电流在没有任何补偿的情况下总谐波失真为12.4%。在谱图中，最主要的是5阶和7阶谐波。

B.基于基本ACSLI的SAPF补偿的MVTS结果

图9显示了基于ACSLI的SAPF的单相和三相七电平输出电压波形，从中可以看出CSFSHPWM工作有效，输出电压波形为七电平。

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图10(a)所示的基于ACSLI的SAPF的三相补偿电流被有效地补偿了负载电流谐波和源电流逼近正弦，如图10(b)所示。如图10(c)所示，a相源电流THD由12.4%降低到3.51%。基于ACSLI的SAPF成功地滤除了非线性负载引起的谐波电流分量。尽管高频谐波分量被显著滤波，但源电流频谱中仍然存在相当数量的低阶谐波(5th, 7th, 11，.....)。最主要的是五阶和七阶谐波。

C.基于ACSLI SHAPF补偿的MVTS结果

基于ACSLI的SAPF和TPF在SHAPF拓扑中的三相补偿电流如图11(a)和11(b)所示。由于这些补偿电流，源电流变为正弦电流，如图11(c)所示，其THD减小到1.01%，如图11(d)的谱图所示。

表II比较了基于ACSLI的SAPF和基于ACSLI的SHAPF补偿的不同并联无源滤波器的源电流thd。

结论

基于SRFT的补偿电流估计器可以有效地估计补偿电流，CSFSHPWM产生开关信号，使ACSLI输出电压达到7级。结果表明，所提出的SHAPF拓扑结构能够有效地响应由三相二极管整流负载引起的谐波，并能有效地补偿谐波。没有任何补偿的源电流的总谐波失真在每个相位为12.4%，采用基于ACSLI的SAPF可以降低到3.51%，采用基于ACSLI的SHAPF补偿可以降低到1.01%，这是相当好的。因此，通过在提出的基于ACSLI的SHAPF拓扑中连接并联无源滤波器，提高了SAPF的性能。

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