可再生能源并网三相逆变器高阶变换器仿真

V.N.Lakshmi¹， KambeBalaji Rao²

印度安得拉邦奇拉拉市奇拉拉工程学院EEE系硕士技术学者
印度安得拉邦奇拉拉市奇拉拉工程学院EEE系教授

摘要

本文介绍了一种适用于低直流可再生能源的高效步进式dc - dc变换器。该DC-DC变换器采用非对称脉宽调制(APWM)技术控制，实现了所有输出二极管的零电流开关(ZCS)。与以往的DC-DC变换器相比，该变换器可以减小半导体器件的电压应力。仿真结果表明，输出功率为200w。本文提出的dc - dc变换器在额定负载下的效率高达97.5%。进一步的项目已扩展到采用正弦脉宽调制技术的三相并网逆变器。

关键字

DC-DC转换器，软开关，高压增益，零电流开关(ZCS)，三相逆变器

介绍

光伏模块和燃料电池等使用低可再生能源的发电系统需要一个高阶跃DC-DC变换器来将低直流电压连接到高直流电压配电网[1]。人们一直在努力研制具有高效[2]-[6]的高阶跃DC-DC变换器。在所研究的拓扑结构中，[4]-[6]中的有源箝位升压DC-DC变换器由于其高升压比和软开关操作而越来越受欢迎。[4]-[6]中的有源箝位步进式dc - dc变换器在一次侧采用有源箝位电路，在二次侧采用倍压整流器，从而获得了较高的步进增益。此外，变压器漏磁电感与倍压整流器中的电容器之间的串联谐振使输出二极管在零电流条件[5]时被关闭。但是，一次侧电源开关工作在硬开关状态下，仍然存在高开关损耗和高散热问题。为了降低高压侧[1]开关功率损耗，提出了一种半桥直流变换器。输出二极管被关闭在零电流通过使用电压倍增整流器。然而，需要一个额外的半波整流器，这增加了开关功率损失。为了克服这些问题，本文提出了一种适用于低可调源的高仿真效率dc-dc变换器。 An improved activeclamped dc-dcconverter is presented by using a dual active-clamping circuit. The voltage stress of power switches can bereduced at primary side. The performance of the proposedconverter is verified using a 200 W simulation prototype. The simulation results confirm that a highefficiency of 97.5 % is achieved at 50 V input voltage for200 W output power with an improved dynamic performance.

本文提出了一种新的DC-DC变换器拓扑结构，提高燃料电池电压，为DC-AC逆变器提供稳定的直流链路。所提出的DC-DC功率转换单元由两个并联的降压-升压转换器组成。这产生一个独立可控的双电压输出。拟变换器框图如图1所示。正如它将显示的，与DC-AC逆变器一起使用所提出的拓扑结构，消除了变压器提供所需的电压增益的需要。因此，该拓扑结构具有以下优点:

Ã¯Â Â·由单个输入电压操作

Ã¯Â‑Â·不需要变压器来实现每单位5英寸的电压增益

Ã¯Â Â·如果在输出端连接单相，系统可以在不使用变压器的情况下从50VDC输入源产生230VAC输出。

逆变控制方案

图1所示为所提出的步进dc - dc变换器的电路图。该转换器由一个输入电容Ci，一个夹紧电容Cc，一个主开关ess1和s4，一个辅助开关ess2和S3，一个谐振电容cr，两个输出二极管Do1和Do2，一个输出电容Co和一个次级侧漏电感Llk组成。每个开关都有自己的寄生电容器CS1 ~ CS4和主体二极管ds1 ~ DS4。该开关工作在一个恒定的开关周期Ts(= 1/fs)与非对称脉冲宽度调制(APWM)。变压器T有充磁电感Lm和漏磁电感llk，匝数比为1:N，其中N = Ns/Np。该变换器工作在一个连续的传导模式，使磁化电感电流ilm连续流动。电容Cc, Co足够大，因此它们的电压被认为是恒定的vc和Vo。根据S1 (S4)导通时间计算占空比。主侧分量工作波形如图2(a)所示。副侧分量工作波形如图2(b)所示。 Fig. 3 shows theoperation modes of the proposed converter for Ts. The proposed converter has six distinct operating modes forTsas follows:

模式1 [t0, t1]:在t = t0时，S1和S4开启。当VLm= Vi时，充磁电感电流il随着线性增大

模式2 [t1, t2]:在t = t1时，输出二极管电流iDo1的半谐振周期结束。在Do1关闭之前，输出二极管电流iDo1为零。Do1的零电流开关在模式2结束时没有任何二极管反向恢复问题。

模式3 [t2, t3]:当t = t2时，S1和S4关闭。一次电流ip给CS1和CS4充电，给CS2和CS3放电。S1上的电压VS1从零增加到电压vi4, S4上的电压VS4从零增加到Vc。由于电容CS (= CS1 = CS4)非常小，与Ts相比，该模式下的时间间隔可以忽略不计。

模式4 [t3, t4]: t = t3时，辅助开关S2、S3零电压接通。从而降低开关损耗。由于VLm= -Vc，充磁电感电流ilm随着线性减小

当-nVcis作用于Ns的二次绕组时，输出二极管Do2打开。分别形成由llk和Cr组成的串联谐振电路。通过输出二极管Do2将能量传递给谐振电容Cr，将输出二极管电流iDo2引到一次侧，一次电流ipis表示为

模式5 [t4, t5]:在t = t4时，输出二极管电流iDo2的半谐振周期结束。在Do2关闭之前，输出二极管电流iDo2为零。Do2的零电流开关在模式5结束时没有任何二极管反向恢复问题

模式6 [t5, t6]:在t = t5时，关闭S2和S3。一次电流ip给CS2和CS3充电，给CS1和CS4放电。S1上的电压VS2从零增加到电压vc, S3上的电压VS3从零增加到Vi。由于电容CS (= CS2 = CS3)非常小，与Ts相比，这种模式下的时间间隔可以忽略不计。当S1再次打开时，下一个开关周期开始。通过在充磁电感Lm上施加电压秒价作用，电容电压Vc和vr可表示为

S1和S3的最大电压应力受限于输入电压Vi, S2和S4的最大电压应力受限于夹紧电容电压Vc。图4所示为夹持电容电压vc与占空比d的关系。所提变换器采用双有源夹持电路。双主动夹紧电路的夹紧电容电压始终低于常规主动夹紧电路的夹紧电容电压。这意味着所提出的变换器的开关电压应力始终低于采用传统有源箝位电路的变换器[4]的开关电压应力。特别是，当占空比低于0.5时，夹紧电容电压可以低于输入电压Vi。在低压光伏应用中，超过50%的功率损失作为开关功率损失而损失是非常有益的。输出二极管电流iDo1和iDo2应该为零。

SIMULATIONRESULTS

图4为所述变换器的Simulink模型，图5、6为DC-DC变换器的一次电流ip和输出电压，图5、6为200w输出功率时的开关电压vs1和VS3。图5为输入电压为50 V时的仿真波形。如图5所示，VS1和VS3在输入电压处被夹紧。图6给出了200w输出功率时的一次电流ip、夹紧电容电压Vc、开关电压VS2和VS4。图6为输入电压为50 V时的仿真波形。夹紧电容电压为48v。VS2和VS4在48v处夹紧。8为不同输出负载条件下，50 V输入电压下变换器的实测功率效率。该变换器在输出功率为200 W的情况下，效率可达97.5%。之前的有源箝位变换器在200w输出功率下达到97.2%的效率。 The efficiency of 0.3% is improved by the proposed converter at 50 V inputvoltage for 200 W output power. The previous halfbridgeconverter achieves the efficiency of 97.0 % for200 W output power. The proposed converter achievesthe highest efficiency for the rated output power.Switching power losses are reduced by decreasing thevoltage stress of power switches in the proposedconverter. The power efficiency is increased by reducingswitching power losses.

图7为200w输出功率时的仿真波形。二极管电流通过漏磁电感和谐振电容之间的串联谐振以谐振方式流动。在输出二极管断开之前，二极管电流为零。每个输出二极管在其关断实例时实现零电流开关。

图8显示了不同输出负载条件下的输出二极管电压VDo1和vdo2以及输出二极管电流iDo1和iDo2。由二极管反向恢复电流引起的开关功率损耗可以通过输出二极管的零电流关断来消除。

图11为不同输出负载条件下逆变器输出电压和不带滤波器的输出电压。三相逆变器开关造成的开关功率损耗导致输出电压呈阶梯式波形。

图12为不同输出负载条件下逆变器的输出电压和带滤波器的输出电压。三相逆变器开关造成的开关功率损耗导致输出电压为无滤波的阶跃波形，滤波后输出电压为纯正弦直接馈电到电网。

结论

本文介绍了一种适用于低直流可再生能源的高效升压dc - dc变换器。介绍了该变换器的运行情况。给出了输入电压Vi= 50 V时的仿真结果。该变换器降低了开关功率损耗，提高了电源效率。该变换器采用串联谐振电路实现ZCS关断，解决了输出二极管的反向恢复问题。仿真结果表明，该变换器的转换效率达到97.5%。通过将变频器的直流输出电压输入三相并网逆变器，得到频率为50Hz的纯正弦电压和合适的输出交流电压。

参考文献

郭Z梁,r . j .李,A .黄问:“一个效率高PV module-integrated直流/直流转换器光伏能源FREEDM系统的收获,“IEEE电力电子,26卷,没有。3，第897-909页，2011年3月。
陈世明，梁铁杰，杨丽生，陈俊峰，“一种用于微源应用的单开关级联高阶dc-dc变换器”，《电力电子学报》，vol. 26, no. 1。4，第1146-1153页，2011年4月。
谢永平，陈俊峰，梁铁杰，杨丽生，“一种新型高阶变换器在微电网系统中的应用”，电力电子学报，vol. 26, no. 1。4，第1127-1136页，2011年4月。
W. Y. Choi, J. S. Yoo，和J. Y. Choi“用于低PV电压源的高效直流-直流变换器”，IEEE电力电子和ECCE亚洲，2011,pp. 1161-1163。
G. Spiazzi, P. Mattavelli，和a . Costabeber，“带有源箝位和电压倍增器的高阶跃比反激变换器的分析”，IEEE能量转换大会和博览会，2010,pp. 535-541。
J. J. Lee, J. M. Kwon, E. H. Kim，和B. H. Kwon，“双串联谐振有源箝位转换器”，IEEE工业电子学报，第55卷，no. 1。2, Feb.2008 pp.699 - 710。